Prilagodljivo modeliranje večstranskega komunikacijskega kanala. Uporaba pražne tehnologije za ocenjevanje impulznega odziva komunikacijskega kanala Priporočen seznam disertacij

V večpasovnem kanalu je treba ublažiti učinek zapoznelih žarkov, na primer z uporabo naslednje sheme:

Vsak element proge zakasne signal za čas Δ. Predpostavimo, da sprejemnik med prenosom enega samega impulza prejme 3 impulze z razmerjem amplitude 1: 0,5: 0,2, ki sledijo v enakih časovnih intervalih Δ. Ta signal x(t) je opisano s štetji: NS 0 = 1, NS 1 = 0.5, NS 2 = 0.2.

Signal na izhodu filtra dobimo s seštevanjem z utežnimi koeficienti b 0 , b 1 , b 2, signal x(t) in njegove pridržane kopije:

Opcije b jaz je treba izbrati tako, da se odčitki dobijo na izhodu filtra y 0 = 1, y 1 = y 2 = 0 za vhodna števila 1, 0,5, 0,2:

Rešitev b 0 = 1, b 1 = – 0.5, b 2 = 0,05. S temi utežnimi faktorji

V obravnavanem primeru se parametri izenačevalnika izračunajo iz znanega impulznega odziva kanala. Ta lastnost je določena z reakcijo kanala na "vadbeno" (uglaševalno) zaporedje, ki je sprejemniku znano. Ob veliki presežni zamudi in visoki ravni komponent večstranskega signala morajo biti dolžina vadbenega zaporedja, število elementov zakasnitve v filtru in hitrost vzorčenja signala dovolj veliki. Ker pravi kanal ni miren, je treba določanje njegovih lastnosti in popravek parametrov filtra občasno ponavljati. Ko filter postane bolj zapleten, se čas prilagajanja podaljša.

Prepoznavanje značilnosti kanala

Korelacijska metoda za identifikacijo impulznega odziva

Izhod filtra

Naj impulzni odziv opišejo trije vzorci:

Kriterij ustreznosti modela - minimalna varianca napake

Pogoji minimalne variacije

ali

Ta sistem, napisan v splošni obliki

je diskretna oblika pisanja Wiener -Hopfove enačbe

S signalom x (t), kot je beli šum R x(τ) ≈ 0,5 N 0 δ(τ),

ocena impulznega odziva pa se zmanjša na določitev korelacijske funkcije R zx (τ).

Izravnalnik z obratnim kanalom

Poznavanje odziva kanala ni potrebno za njegovo izenačitev. Parametre filtra lahko izberete glede na merilo minimalne variance D e napake e(t) = x(t) – x*(t), kje x(t) - zaporedje usposabljanja, preneseno po komunikacijskem kanalu in ustvarjeno v sprejemniku.

Idealna poravnava odziva kanala (pri H k (ω) H f (ω) = 1) je lahko nezaželena, če ima frekvenčni odziv kanala globoke padce: od korekcijskega filtra bo pri frekvencah, ki ustrezajo ničlam, potreben zelo velik dobiček funkcije prenosa kanala in hrup se bo povečal.

Kako deluje izenačevalnik Viterbi

Signal z(t) prejete pri prenosu zaporedja usposabljanja x(t) se dovaja v filter, ki je usklajen z zaporedjem vadbe. Izhod ujemajočega se filtra lahko štejemo za oceno impulznega odziva kanala.

Zaznan je signal, ki predstavlja zaporedje n bit. Vse 2 n možne binarne sekvence, ki bi jih lahko prenesli, nastanejo na sprejemniku in se prenesejo skozi filter - model kanala. Izbrano je zaporedje, katerega odziv filtra se najmanj razlikuje od sprejetega signala.

pasovne širine // Zbornik mednarodne konference CLEO'00. 2000, papir CMB2, str. 7. 13. Matuschek N.,. Kdrtner F. X in Keller U. Natančne teorije sklopljenega načina za večplastne interferenčne premaze s poljubnimi močnimi indeksnimi modulacijami ”IEEE J. Quantum Electron. 1997. letnik. 33, ne. 3: R. 295-302.

Uredništvo prejelo 12. novembra 2005

Recenzent: Dr. Phys.-Math. Znanosti, prof. Svich V.A.

Yakushev Sergey Olegovich, čl. Fakulteta ET KHNURE. Raziskovalni interesi: sistemi in metode za tvorbo ultrakratkih impulzov ter metode za njihovo modeliranje; polprevodniški optični ojačevalniki za ultra kratke optične impulze. Hobiji: šport. Naslov: Ukrajina, 61166, Harkov, Avenija Lenina, 14.

Shulika Aleksey Vladimirovich, pomočnik oddelka za telesno vzgojo in znanost, KhNURE. Raziskovalni interesi: fizika nizkorazsežnih struktur, učinki prenosa nosilca naboja v nizkorazsežnih heterostrukturah, modeliranje aktivnih in pasivnih fotonskih komponent. Hobiji: potovanje. Naslov: Ukrajina, 61166, Harkov, Avenija Lenina, 14, [zaščiteno po e -pošti]

UDC621.396.2.: 621.316.2 "

OCENA PULZNIH ZNAČILNOSTI KOMUNIKACIJSKEGA KANALA NA OSNOVI STATISTIKE VEČEGA REDA

V. A. Tikhonov, I. V. Savchenko

Predlagana je računsko učinkovita metoda za oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala z uporabo momentne funkcije tretjega reda. Računalniško kompleksnost predlagane metode primerjamo z metodo, ki za oceno impulznega odziva uporablja kumulant četrtega reda. Dokazano je, da predlagana metoda v prisotnosti Gaussovega in ne-Gaussovega hrupa zagotavlja večjo natančnost ocenjevanja.

1. Uvod

Intersimbolne motnje (ISI) zaradi hitrega prenosa digitalni signali, je skupaj z ozkopasovnimi motnjami iz podobnih digitalnih sistemov, ki delujejo na sosednjih jedrih telefonski kabel, glavni dejavnik, ki zmanjšuje zanesljivost prenosa informacij v sistemih xDSL. Metoda popravljanja ISI, optimalna z vidika zmanjševanja verjetnosti napake, ki temelji na pravilu največje verjetnosti, pa tudi metode, ki uporabljajo Viterbijev algoritem za oceno največje verjetnosti zaporedij, zahtevajo oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala.

V ta namen se lahko uporabijo statistike višjega reda. Tako je opisana metoda slepe identifikacije z oceno impulznega odziva kanala iz prejetega signala z uporabo kumulantov četrtega reda. Prisotni 30

Lysak Vladimir Valerievich, kand. fizikalna preproga. Znanosti, umetnost. pr. Oddelek za FOET KNURE. Raziskovalni interesi: optični sistemi za prenos podatkov, fotonski kristali, sistemi za tvorbo ultrakratkih impulzov, metode za modeliranje dinamičnega obnašanja polprevodniških laserjev na osnovi nanorazsežnih struktur. Študentka, članica IEEE LEOS od 2002. Hobiji: šport, potovanja. Naslov: Ukrajina, 61166, Harkov, Avenija Lenina, 14, [zaščiteno po e -pošti]

Sukhoivanov Igor Aleksandrovich, doktor fiz. Sci., Profesor na Oddelku za telesno vzgojo in znanost, KhNURE. Vodja mednarodnega znanstvenega in izobraževalnega laboratorija "Photonics". Častni član in vodja ukrajinske podružnice Društva za lasersko in optoelektronsko tehnologijo Mednarodnega inštituta za elektronske inženirje (IEEE LEOS). Raziskovalni interesi: optično-optična tehnologija, polprevodniški laserji in ojačevalci s kvantno vdolbino, fotonski kristali in metode za njihovo modeliranje. Hobiji: potovanje. Naslov: Ukrajina, 61166, Harkov, Avenija Lenina, 14, [zaščiteno po e -pošti]

Prispevek predlaga uporabo momentne funkcije tretjega reda za oceno impulznega odziva. Ta pristop omogoča povečanje natančnosti ocenjevanja impulznega odziva komunikacijskega kanala in s tem učinkovitost zatiranja medsimbolnih motenj ob prisotnosti aditivnih Gaussovih in ne-Gaussovih motenj. Predlagana metoda ima nižjo računsko kompleksnost v primerjavi z ohranjanjem identifikacijske natančnosti ob prisotnosti Gaussovega šuma. Pogoj za uporabo predlagane metode je ne-Gaussov značaj preskusnih signalov na vhodu x [t] in izhodu y [t] komunikacijskega kanala, ki mora imeti funkcijo trenutka tretjega reda, ki ni nič.

Namen študije je razviti metodo za izboljšanje natančnosti ocenjevanja impulznega odziva komunikacijskega kanala v prisotnosti Gaussovih in ne-Gaussovih motenj za zmanjšanje računalniških stroškov.

Naloge so: utemeljitev možnosti uporabe momentne funkcije tretjega reda za izračun diskretnega impulznega odziva komunikacijskega kanala; pridobivanje izraza, ki povezuje momentno funkcijo tretjega reda z diskretnim impulzni odziv; primerjava učinkovitosti predlagane metode in metode, ki temelji na uporabi kumulanta četrtega reda za oceno impulznega odziva.

2. Ocena impulznega odziva komunikacijskega kanala s kumulativno funkcijo četrtega reda

Značilnosti komunikacijskega kanala je mogoče oceniti s sprejetim signalom z uporabo statistike višjega reda. Zlasti impulzni odziv linearnega, časovno nespremenjenega sistema s

diskretni čas je mogoče dobiti iz kumulativne funkcije četrtega reda sprejetega signala, pod pogojem, da vhod kanala ni Gaussov.

3. Ocena impulznega odziva komunikacijskega kanala s funkcijo trenutka tretjega reda

Naj bo signal z [t] vsota oddanega signala y [t], ki ga preoblikuje kanal z diskretnim časom in pomnilnikom L +1 ter aditivnim belim Gaussovim šumom (AWGN) n [t]:

z [t] = y [t] + n [t] = 2 hix + n [t].

Za ABGSh sta koeficient kurtoze in kumulativna funkcija četrtega reda enaki nič. Posledično je kumulativna funkcija četrtega reda sprejetega signala z [t] določena le s kumulativno funkcijo oddanega signala y [t], ki ga pretvori kanal. Kumulantna funkcija četrtega reda realno centriranega procesa y [t] je izražena z momentalnimi funkcijami

X 4y (y [t], y, y, y) =

E (y [t] yy y) -

E (y [t] y) E (y y) - (1)

E (y [t] y) E (yy) -

E (y [t] y) E (yy),

kjer je E (-) operacija matematičnega povprečenja.

Prvi člen v (1) je momentna funkcija četrtega reda, preostali členi pa so produkti korelacijskih funkcij za nekatere fiksne premike.

Pri metodi slepe identifikacije se za oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala obdela uporaben binarni signal, ki nima statističnih povezav. Ima enakomerno porazdelitev z ničelnim enostopenjskim kumulantom četrtega reda% 4X. Nato transformacijo kumulativne funkcije četrtega reda z linearnim sistemom z diskretnim impulznim odzivom ht določimo z izrazom

X4x Z htht + jht + vht + u

Lahko se pokaže, da je v tem primeru impulzni odziv komunikacijskega kanala določen z vrednostmi kumulativne funkcije izhodnega signala z [t] 6:

kjer je p = 1, .., L. Tu so vrednosti kumulativne funkcije četrtega reda% 4z ocenjene iz vzorcev sprejetega signalnega zaporedja z [t] v skladu z (1).

Razmislite o primeru, ko je na izhodu kanala prisotna aditivna ne-Gaussova interferenca z enakomerno porazdelitvijo gostote verjetnosti. Kumulativna funkcija četrtega reda take motnje ni nič. Posledično bo kumulativna funkcija četrtega reda prejetega koristnega signala z [t] vsebovala motečo komponento. Zato pri ocenjevanju impulznega odziva komunikacijskega kanala z uporabo izraza (2) pri majhnih razmerjih signal / šum ne bo mogoče doseči visoke natančnosti ocen.

Za izboljšanje natančnosti ocenjevanja diskretnega impulznega odziva komunikacijskega kanala v prisotnosti ne-Gaussovih motenj se v tem delu predlaga izračun vrednosti vzorcev impulznega odziva iz funkcije tretjega reda. Momentna funkcija tretjega reda realnega procesa y [t] je definirana kot

m3y = shzu =

E (y [t] yy). W

Preoblikovanje momentne funkcije tretjega reda z linearnim sistemom z diskretnim impulznim odzivom ht v skladu z določa izraz

m3y = Z Z Z (hkhlhn x

k = -w 1 = -to n = -to

x Wzx).

Če je preskusni signal x [t] ne-Gaussov beli šum z asimetrijo nič, potem

m3x =

Ш3Х 55, (5)

kjer je m3x osrednji moment signala tretjega reda na vhodu kanala.

Če izraz (5) nadomestimo z izrazom (4), dobimo

m3y = Z Z Zhkh1hn х k = -<х 1=-<х n=-<х)

x m3x5 5 =

M3x Zhkhk + jhk + v.

Če upoštevamo, da je momentna funkcija tretjega reda ne-Gaussovega hrupa z enakomerno porazdelitvijo enaka nič, dobimo

m3z = m3y =

M3x Z hkhk + jhk + v (6)

Naj bodo premiki j = v = -L. Potem se bo pod znakom seštevanja v (6) zmnožek koeficientov impulznega odziva fizično izvedljivega filtra razlikoval od nič le za k = L, tj.

m3z [-L, -L] = m3xhLh0. (7)

Za premike j = L, v = p pod znakom vsote v (6) se bo produkt koeficientov impulznega odziva razlikoval od nič le za k = 0. Zato se

m3z = m3xh0hLhp. (osem)

Z izrazom (8) ob upoštevanju (7) dobimo vzorce diskretnega impulznega odziva skozi vrednosti momentne funkcije:

m3z _ m3x h0hLhp _ m3z [_L, _L] m3xhLh ° h0

Štetje momentne funkcije tretjega reda m3z se oceni s povprečjem po štetjih sprejetega signalnega zaporedja z [t] v skladu s (3).

Metode za oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala, ki temeljijo na izračunu momentne funkcije tretjega reda in kumulativne funkcije četrtega reda, se lahko uporabijo v primeru, ko ne-Gaussov preskusni signal z ničelno kurtozo in uporabljajo se koeficienti asimetrije. Priporočljivo jih je uporabiti v primeru Gaussovega hrupa, pri katerem sta funkcija tretjega reda in kumulativna funkcija četrtega reda enaka nič. Vendar ima metoda, predlagana v članku, veliko nižjo računsko kompleksnost. To je posledica dejstva, da je za oceno ene vrednosti kumulativne funkcije četrtega reda v skladu z (1) potrebno izvesti operacije množenja in seštevanja 3N + 6N +13. Hkrati bo za oceno ene vrednosti momentne funkcije tretjega reda v skladu s (3) potrebno izvesti samo 2N +1 operacije množenja in seštevanja. Tu je N število vzorcev preskusnega signala. Preostali izračuni, izvedeni v skladu z (2) in (9), bodo zahtevali enako število operacij za obe metodi.

4. Analiza rezultatov simulacije

Prednosti predlagane metode za oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala v prisotnosti Gaussovih in ne-Gaussovih motenj potrjujejo rezultati poskusov, izvedenih z metodo statističnega modeliranja. Učinkovitost metode poravnave slepih ob prisotnosti Gaussovega hrupa je razložena z dejstvom, da pri

slepa identifikacija uporablja enako verjetno porazdeljen signal. Dvonivojsko psevdo-naključno zaporedje ima koeficient kurtoze 1 in kumulant četrtega reda -2. Po filtriranju po ozkopasovnem komunikacijskem kanalu se signal delno normalizira, tj. njegova kurtoza je blizu kurtozi Gaussovega hrupa, ki je nič. Vrednost kumulanta četrtega reda se približuje vrednosti kumulanta četrtega reda Gaussovega signala, ki je prav tako nič. Zato je pri nizkih razmerjih signal / (Gaussov šum) in v primerih, ko se kumulant signala in šuma četrtega reda neznatno razlikujeta, natančna identifikacija nemogoča.

Poskusi so potrdili, da je slepa identifikacija neučinkovita pri nizkih razmerjih signal / šum. Skozi model komunikacijskega kanala z določenim diskretnim impulznim odzivom, katerega koeficienti so bili 0,2000, 0,1485, 0,0584, 0,0104, je bil posredovan signal v obliki dvonivojske psevdo-naključne sekvence z dolžino 1024 vzorcev. Signalu na izhodu kanala je bila dodana korelirana Gaussova motnja, pa tudi ABGN. Značilnost amplitudnega odziva (ARC) modela komunikacijskega kanala je prikazana s krivuljo 1 na sl. 1.

Riž. 1. Resnični AFC in ocene AFC modela komunikacijskega kanala, PSD Gaussovih motenj

V nadaljevanju abscisa prikazuje vrednosti normalizirane frekvence f "= (2f) / ^, kjer je ^ frekvenca vzorčenja. Spektralna gostota moči (PSD) koreliranega hrupa, pridobljenega s pomočjo oblikovalnega avtoregresivnega filtra, je 1 prikazano s krivuljo 2 V skladu z (2) je bil diskretni impulzni odziv komunikacijskega kanala ocenjen pri velikih razmerjih signal / šum in signal / šum, ki so enaki 15 dB, pa tudi pri nižjih signalnih razmerja med šumom in signalom / šumom, enaka 10 dB oziroma 3. dB Hrup in motnje sta bila Gaussova Ocene frekvenčnega odziva komunikacijskega kanala, ki ustreza ugotovljenim diskretnim impulznim odzivom, so prikazane na sliki 1 (krivulje 3 in 4).

V tem delu je prikazano, da je za identifikacijo komunikacijskega kanala z uporabo kumulantov četrtega reda pri nizkih razmerjih signal / šum mogoče uporabiti preskusne ne-Gaussove signale, katerih koeficient kurtoze, tudi po normalizaciji s komunikacijskim kanalom, se bistveno razlikuje od nič. Pri simulaciji smo uporabili preskusni signal z gama porazdelitvijo s parametrom oblike c = 0,8 in parametrom lestvice b = 2. Koeficient kurtoze signala na vhodu kanala je bil 7,48, na izhodu kanala pa 3,72.

Na sl. 2 krivulji 1 in 2 prikazujeta frekvenčni odziv modela komunikacijskega kanala in PSD koreliranih motenj. Razmerje signal-šum in signal-šum sta bila 10 dB oziroma 3 dB. Hrup in motnje so bili Gaussovi. Ocena frekvenčnega odziva komunikacijskega kanala, ugotovljena iz ocene diskretnega impulznega odziva (2), je prikazana na sl. 2 (krivulja 3).

Riž. 2. Resnični frekvenčni odziv in ocene frekvenčnega odziva modela komunikacijskega kanala, PSD Gaussovih motenj

Ob prisotnosti Gaussovih motenj in ABGN v komunikacijskem kanalu se predlaga uporaba bolj računsko učinkovite identifikacijske metode, ki temelji na uporabi funkcije tretjega reda trenutka. V tem primeru je potrebno, da koeficient asimetrije preskusnega signala na izhodu komunikacijskega kanala ni nič, tj. razlikoval od faktorja asimetrije Gaussovega hrupa. Za statistične poskuse smo uporabili preskusni signal z gama porazdelitvijo s parametrom oblike c = 0,1 in parametrom lestvice b = 2. Koeficient asimetrije signala na vhodu kanala je bil 6,55, na izhodu kanala pa 4,46.

Ocena frekvenčnega odziva modela komunikacijskega kanala, ugotovljena iz ocene (9) diskretnega impulznega odziva, je prikazana na sl. 2 (krivulja 4). Analiza grafov na sl. 2 prikazuje, da je natančnost ocenjevanja frekvenčnega odziva z uporabo kumulativnih funkcij četrtega reda in momentnih funkcij tretjega reda približno enaka.

Upoštevan je bil tudi primer prisotnosti v komunikacijskem kanalu hkrati belega šuma z Gaussovo in ne-Gaussovo porazdelitvijo. Pri statističnem modeliranju je testni signal z gama

porazdelitve s parametrom oblike c = 1 in s parametrom lestvice b = 2. Koeficient kurtoze signala na izhodu kanala je bil 2,9, koeficient kurtoze motenj z enakomerno porazdelitvijo gostote verjetnosti pa je bil enak -1,2. Koeficient asimetrije signala na izhodu kanala je bil 1,38, ocena koeficienta asimetrije hrupa pa je bila blizu nič.

Krivulja 1 na sl. 3 prikazuje frekvenčni odziv modela komunikacijskega kanala, krivulje 2 in 3 pa ocene frekvenčnega odziva komunikacijskega kanala z uporabo kumulantov četrtega reda (2) in funkcije navora tretjega reda (9). Razmerje signal / šum je bilo 10 dB, razmerje signal / šum pa 3 dB.

Riž. 3. Dejanski frekvenčni odziv in ocene frekvenčnega odziva modela komunikacijskega kanala

Kot je razvidno iz grafov, prikazanih na sl. 3, pri uporabi metode, ki temelji na izračunu kumulantov četrtega reda za identifikacijo komunikacijskega kanala, motnje s koeficientom kurtoze brez nič pri majhnih razmerjih signal / šum bistveno zmanjšajo natančnost identifikacije. Hkrati, ko se za identifikacijo komunikacijskega kanala uporablja momentna funkcija tretjega reda, motnje z ničelnim koeficientom asimetrije ne bodo bistveno vplivale na oceno natančnosti impulznega odziva pri majhnih razmerjih signal / šum.

5. Zaključek

Prvič je predlagana metoda za oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala z uporabo momentne funkcije tretjega reda. Dokazano je, da uporaba predlagane identifikacijske metode omogoča znatno zmanjšanje vpliva ne-Gaussovih motenj na natančnost ocenjevanja impulznega odziva kanala. V primeru Gaussovega motenja v komunikacijskem kanalu ima predlagana metoda v primerjavi z metodo za oceno impulznega odziva kumulantov četrtega reda bistveno manjšo računsko kompleksnost in jo je mogoče uporabiti v primeru uporabe ne-Gaussove testni signal.

Znanstvena novost raziskave, katere rezultati so navedeni v članku, je v tem, da je prvič

izhajajo izrazi za izračun koeficientov diskretnega impulznega odziva komunikacijskega kanala iz vrednosti momentne funkcije tretjega reda.

Praktični pomen pridobljenih rezultatov je v dejstvu, da predlagana identifikacijska metoda povečuje natančnost ocenjevanja impulznega odziva komunikacijskega kanala ob prisotnosti motenj, pa tudi učinkovitejše zatiranje medsimbolnih motenj z uporabo Viterbija algoritem in druge metode, ki zahtevajo kanal predhodne ocene.

Literatura: 1. R. Fischer, W. Gerstacker in J. Huber. Dynamics Limited predkodiranje, oblikovanje in slepo izenačevanje za hiter digitalni prenos po linijah zvitega para. IEEE Journal on Selected Area in Communications, SAC-13: 1622-1633, december 1995.2 G.D. Forney. Ocena zaporedja največje verjetnosti digitalnih zaporedij v prisotnosti intersimbolnih motenj. IEEE Tr. IT, 363-378, 1972. 3. Forney G.D. Viterbijev algoritem. Zbornik IEEE, letn. 61, n. 3, marec 1978. P. 268-278. 4. Omura J. Optimalna zasnova sprejemnika za kode zvitkov in kanale s pomnilnikom prek teoretičnih konceptov upravljanja,

Obvesti. Sci., Letn. 3. P. 243-266. 5. Prokis J. Digitalna komunikacija: Per. iz angleščine / Ed. D.D. Klovsky. M: Radio in komunikacija, 2000.797 str. 6. Malahov A.N. Kumulativna analiza naključnih ne-Gaussovih procesov in njihovih transformacij. M.: Sov. radio, 1978.376 str. 7. Tikhonov V.A., Netrebenko K.V. Parametarska ocena spektrov višjega reda ne-Gaussovih procesov // Avtomatizirani krmilni sistemi in instrumenti za avtomatizacijo. 2004. Številka. 127.S. 68-73.

Uredništvo prejelo 27. junija 2005

Recenzent: dr. Znanosti Velichko A.F.

Vyacheslav Tikhonov, Cand. tech. Znanosti, izredni profesor na oddelku RES KNURE. Raziskovalni interesi: radar, prepoznavanje vzorcev, statistični modeli. Naslov: Ukrajina, 61726, Harkov, Avenija Lenina, 14, tel. 70215-87.

Savchenko Igor Vasilievich, podiplomski študent, asistent na oddelku RES KNURE. Raziskovalni interesi: metode za popravljanje intersimbolnih motenj, spektri višjega reda, ne-Gaussovi procesi, teorija linearne napovedi, kodiranje, ki popravlja napake. Naslov: Ukrajina, 61726, Harkov, Avenija Lenina, 14, tel. 70-215-87.

^ 3.7. Prepoznavanje značilnosti kanala

Identifikacija značilnosti predmeta je pridobitev njegovega matematičnega modela na podlagi eksperimentalno zabeleženega odziva na znano vhodno dejanje. Kot model se pogosto uporablja linearni filter, opisan na različne načine: s funkcijo prenosa H(s), impulzni odziv h(t), diferencialno ali razlikovalno enačbo v običajni ali matrični obliki. Parametri filtra se določijo z izbiro ali kot rezultat reševanja enačb na podlagi eksperimentalnih podatkov. Kriterij za ustreznost modela je najpogosteje minimalna varianca napake e(t) = z(t) – y *(t), kje z(t) in y *(t) - signali na izhodih kanala in filtra (slika 17).

Razmislite o korelacijski metodi za identifikacijo impulznega odziva filtra, ki simulira kanal. Izhodni signal y *(t) filtra je zvitka vhodnega signala x(t) in impulzni odziv h(t):

Recimo zaradi preprostosti, da impulzni odziv opišejo trije vzorci, tj. izhod filtra

Riž. 17 razlaga nastanek tega signala s seštevanjem, pri čemer so utežni koeficienti enaki vrednosti vzorcev vhodnega signala, časovno pomaknjeni diskretni impulzni odzivi filtra. Poudarjene komponente k-to štetje izhodne spremenljivke. Variansa napak

Pogoji minimalne variacije

Lahko se predstavi na naslednji način

kje

System () napisan v splošni obliki

povezovanje impulznega odziva kanala z avtokorelacijsko funkcijo vhodnega signala in funkcijo navzkrižne korelacije vhodnih in izhodnih signalov.

Za pridobitev ustreznega modela predmeta, signal x(t) morajo biti širokopasovne in ne smejo biti povezane z motnjami n(t). Kot tak signal se uporablja psevdo-naključno zaporedje. Njegova avtokorelacijska funkcija je v obliki kratkega impulza in je tako kot funkcija avtokorelacije belega hrupa lahko približno predstavljena kot R x(τ) ≈ 0,5 N 0 δ (τ). V tem primeru je enačba (17) poenostavljena:

(18)

ocena impulznega odziva pa se zmanjša na določitev korelacijske funkcije R zx (τ).

Rešitev sistema (16) je zapletena zaradi dejstva, da je pogosto »slabo pogojen«: nekatere enačbe se izkažejo za skoraj linearno odvisne. V tem primeru manjše spremembe v eksperimentalno najdenih koeficientih enačb - diskretne vrednosti korelacijskih funkcij - vodijo do bistveno drugačnih rešitev, tudi tistih, ki nimajo fizičnega pomena. Ta položaj je značilen za "inverzne" probleme, ko matematični model predmeta določajo njegovi vhodni in izhodni signali ("neposredna" naloga - določanje reakcije objekta z znanimi lastnostmi na dani vhodni signal se reši brez zaplete). Za pridobitev praktično izvedljivega modela se oblika enačb dinamike ali značilnosti modela nastavi na podlagi fizikalnih premislekov in numeričnih vrednosti parametrov modela, pri katerih je objekt najbolj primeren , so izbrane na različne načine, pri čemer se primerja vedenje predmeta in modela. Ta identifikacija se imenuje "parametrična". Obravnavana "neparametrična" identifikacijska metoda ne uporablja nobenih apriornih informacij o vrsti značilnosti objekta.

Kontrolna vprašanja.

1. Kateri so glavni kazalniki kakovosti kanala za prenos podatkov? Kaj je glasnost kanala.

2. Kako uporaba kodiranja za popravljanje napak vpliva na spektralno in energetsko učinkovitost kanala.

3. Kaj trdita izreka Nyquista in Kotelnikova.

4. Predstavljajte si odziv na kvadratni val kanala, ki je nizkoprepustni, široki in ozkopasovni filter.

5. Kako faktor zglajevanja Nyquistovega filtra vpliva na impulzni odziv kanala.

6. Kateri dejavniki določajo verjetnost simbolne napake.

7. Kakšno je razmerje med razmerjem signal / šum in specifičnimi stroški energije.

8. Kako povečanje glasnosti abecede kanalov simbolov vpliva na odvisnost verjetnosti simbolne napake od razmerja signal / šum in specifične porabe energije med amplitudno-faznim in frekvenčnim premikom.

9. Kakšna je razlika med koncepti tehnične in informacijske hitrosti kanala za prenos podatkov

10. Kakšna je pasovna širina kanala

11. Kakšno je razmerje med največjo možno spektralno učinkovitostjo kanala in specifično porabo energije.

12. Kolikšna je teoretična vrednost spodnje meje stroškov energije na enoto.

13. Ali je mogoče pravilno prenašati sporočila z veliko verjetnostjo napak pri določanju simbolov kanala

14. Kako se oceni količina informacij na en znak abecede vira?

15. Kaj je učinkovito kodiranje, kakšne so njegove prednosti in slabosti

16. Kako se oceni izguba moči signala med prenosom v prostem prostoru

17. Kako se določi faktor hrupa in efektivna temperatura hrupa

18. Katere pojave opazimo v večpasovnem kanalu

19. Kateri parametri so značilni za večkanalni kanal

20. Kakšno je razmerje med časovno disperzijo in frekvenčnim odzivom kanala

21. Pojasnite pojme amplitudno in frekvenčno selektivno bledenje, Dopplerjev premik in razprševanje.

22. Pod kakšnimi pogoji širjenje spektra poveča odpornost proti hrupu večpasovnega kanala?

23. Razložite pojem parametrične identifikacije

Večkanalne metode prenosa podatkov

Večkanalni prenos podatkov je hkraten prenos podatkov iz številnih virov informacij po eni komunikacijski liniji, imenovani tudi več postaj ali večkratni dostop do kanala, stiskanje, multipleksiranje, delitev kanalov.

Glavni načini razdelitve kanalov so naslednji.

Delitev frekvence (večkratni dostop z delitvijo frekvenc, FDMA): vsakemu naročniku je dodeljeno lastno frekvenčno območje.

Časovna delitev (večkratni dostop s časovno delitvijo, TDMA): naročniku se periodično dodelijo časovne reže za prenos sporočila.

Ločevanje kod (večkratni dostop z delitvijo kode, CDMA): vsakemu naročniku komunikacijskega sistema s širokim spektrom je dodeljena psevdo naključna (psevdohrupna - PN) koda.

V istem sistemu se lahko hkrati uporabljajo različne metode razdeljevanja komunikacijskih kanalov med naročniki. Uporaba javnih kanalov, ki so po potrebi zagotovljeni za komunikacijo (načelo kanala), s povečanjem števila kanalov dramatično poveča zmogljivost sistema. Sistemi z dinamično dodelitvijo kanalov se imenujejo sistemi z več dostopom z dodelitvijo povpraševanja (DAMA). Da bi zmanjšali verjetnost konfliktov, ki nastanejo, ko do kanala hkrati dostopa več naročnikov, se za nadzor dostopa do kanala uporabljajo posebni algoritmi.

Z uporabo posebnih primerov bomo obravnavali načela ločevanja kanalov v digitalnih sistemih.

^ 4.1. Časovna delitev kanalov

v žičnem komunikacijskem sistemu

V sistemih multipleksiranja s časovno razdelitvijo so viri in sprejemniki informacij izmenično povezani s komunikacijskim kanalom (skupinska pot) s stikali na oddajni in sprejemni strani. Eno obdobje delovanja stikala je cikel (okvir, okvir), v katerem so vsi viri enkrat povezani s kanalom. Izvorni podatki se prenašajo med "časovno režo", "oknom". Nekatera okna v ciklu so rezervirana za prenos informacij o storitvah in sinhronizacijske signale za delovanje stikal.

V evropskem digitalnem telefonskem sistemu na primer podatki 30 naročnikov sestavljajo primarni tok digitalnih podatkov, razdeljen na okvirje. En okvir s trajanjem 125 μs vsebuje 32 časovnih oken, od katerih je 30 oken rezerviranih za prenos sporočil naročnikov, 2 okna se uporabljata za prenos krmilnih signalov (slika 18, a). V enem oknu se prenese 8 sporočilnih bitov. Pri frekvenci vzorčenja zvočnega signala 8 kHz (obdobje vzorčenja 125 μs) je hitrost prenosa podatkov v primarnem toku 8000 ∙ 8 ∙ 32 = 2,048 Mbit / s.

Štirje primarni digitalni tokovi so združeni v en sekundarni tok, 4 sekundarni - v tok 34 Mbit / s itd. do hitrosti 560 Mbit / s za prenos po vlaknu. Oprema, ki omogoča združevanje tokov in njihovo ločevanje na sprejemnem koncu, se imenuje "muldex" (multiplekser - demultiplekser).

Digitalni tokovi se po komunikacijskih linijah prenašajo s kodami kanalov, ki nimajo stalne komponente in zagotavljajo samo-sinhronizacijo. Za združevanje več tokov muldex izvede naslednje operacije:

Prevajanje kod kanalov v vsakem vhodnem toku v kodo BVN s predstavitvijo binarnih simbolov z unipolarnimi signali,

Zaporedno zasliševanje vseh vhodnih kanalov znotraj enega bita in oblikovanje kombiniranega toka binarnih simbolov v unipolarni kodi BVN (slika 18, b, trenutki ankete so označeni s pikami),

Predstavitev kode kanala binarnih simbolov kombiniranega toka. Poleg tega se v združeni tok vstavijo uokvirjene besede.

Hitrosti prenosa v različnih tokovih so nekoliko drugačne. Za uskladitev hitrosti se vmesno shranjevanje podatkov vsakega toka izvede do trenutka branja s sinhroniziranimi impulzi. Pogostost branja podatkov v toku je nekoliko višja od frekvence njihovega prihoda. Takšne sisteme s kombinacijo asinhronih tokov imenujemo plesiokronska digitalna hierarhija. Obstajajo bolj zapleteni sistemi s sinhrono digitalno hierarhijo.

^ 4.2. Časovno-frekvenčna delitev kanalov v komunikacijskem sistemu GSM

V mobilnem komunikacijskem sistemu standarda GSM si naročniki (mobilne mobilne postaje MS) sporočila izmenjujejo prek osnovnih postaj (BS). Sistem uporablja frekvenčno in časovno delitev kanalov. Frekvenčno območje in število frekvenčnih kanalov sta odvisna od spremembe sistema. Shema ločevanja kanalov v sistemu GSM - 900 je prikazana na sl. 19.

Prenos iz BS v MS po kanalu „naprej“ (navzdol, naprej, navzdol, navzdol) in iz MS v BS po kanalu „vzvratno“ (navzgor, nazaj, navzgor, navzgor) se izvaja na različnih kanalih frekvence, ločene z intervalom 45 MHz. Vsak frekvenčni kanal zaseda pasovno širino 200 kHz. Sistemu so dodeljena območja 890-915 MHz (124 povratnih kanalov) in 935-960 MHz (124 posrednih kanalov). Na isti frekvenci deluje izmenično 8 multipleksiranih kanalov s časovno delitvijo, vsak v enem časovnem oknu, ki traja 576,9 μs. Okvirji za Windows, več sličic, super okvirji in hiper okvirji.

Dolgo trajanje hiper okvirja (3,5 ure) je določeno z zahtevami kriptografske zaščite. Super kadri imajo enako trajanje in vsebujejo bodisi 26 več sličic (26 ∙ 51 sličic) pri prenosu sinhronizacijskih signalov ali 51 več kadrov (51 ∙ 26 sličic) pri prenosu govora in podatkov. Vsi okvirji vsebujejo 8 oken in imajo enako trajanje (približno 4,6 ms). Sistem uporablja več vrst oken z enakim trajanjem.

Vsa okna v enem okvirju se prenašajo na isti frekvenci. Pri preklopu na drug okvir lahko frekvenca skoči. To se naredi za izboljšanje odpornosti proti hrupu.

Vse posredovane informacije se glede na vrsto (govor, podatki, ukazi za upravljanje in sinhronizacijo) porazdelijo po različnih logičnih kanalih in pošljejo v ločenih "delih" v različnih oknih - fizičnih kanalih. Podatki iz različnih logičnih kanalov se lahko prenašajo v enem oknu. Za prenos različnih vrst oken se uporabljajo različne vrste oken. Med okni so uvedeni varovalni intervali, da se odpravi prekrivanje signalov različnih uporabnikov. Dolžina varovalnega intervala določa največjo velikost celice (celice).

Logični kanali so razdeljeni na komunikacijske in nadzorne.

Kanali za povezavo (TCH - prometni kanali) prenašajo glas in podatke s hitrostmi od 2,4 do 22,8 kb / s. Sistem uporablja kodirnik vira tipa PRE-LPC (Linear Predictor Excited Coder). Njegova standardna hitrost govora 13 kbps se zaradi kodiranja kanala poveča na 22,8 kbps.

Nadzorni kanali so razdeljeni v 4 vrste.

"Broadcast" nadzorni kanali oddajajo iz signalov za sinhronizacijo BS in krmilnih ukazov, ki so potrebni za vse MS za normalno delovanje. Vsaka država članica od BS prejme:

Sinhronizacijski signali za nastavitev nosilne frekvence na FCCH (kanal za korekcijo frekvence - kanal za sinhronizacijo nosilca),

Številka trenutnega okvira na SCH (sinhronizacijski kanal),

Identifikacijska številka BS in koda, ki določa zaporedje preskakovanja nosilne frekvence po BCCH (oddajni nadzorni kanal).

Skupni nadzorni kanali (CCCH - skupni nadzorni kanali) se uporabljajo pri vzpostavljanju komunikacije med BS in MS v naslednjem vrstnem redu:

BS obvesti MS o klicu prek kanala za ostranjevanje PCH,

MS zahteva od BS prek RACH (kanal z naključnim dostopom) številko fizičnega kanala za povezavo z omrežjem,

BS izda MS, na AGCH (kanal za odobritev dostopa), dovoljenje za uporabo komunikacijskega kanala (TCH) ali namenskega posameznega nadzornega kanala.

Namenski posamezni nadzorni kanali (SDCCH - samostojni namenski nadzorni kanali) se uporabljajo za prenos iz MS v BS zahtevo za vrsto storitve in prenos iz BS v MS številko fizičnega kanala, dodeljenega MS in začetno fazo psevdonaključnega zaporedja, ki določa program preskakovanja frekvence za to MS.

Kombinirani nadzorni kanali (ACCH - povezani krmilni kanali) se uporabljajo za prenos krmilnih ukazov, ko se MS premakne v drugo celico (kanal FACCH - hiter povezan nadzorni kanal) in za pošiljanje informacij o sprejetem signalu od MS do BS (preko kanala SACCH - počasen povezan nadzorni kanal).

V "običajnih" oknih tipa NB se prenesene informacije nahajajo –114 bitov. Za oceno impulznega odziva komunikacijskega kanala za nastavitev izenačevalnika sprejemnika se uporablja 26-bitno zaporedje usposabljanja, ki je znano sprejemniku.

Izenačevanje značilnosti komunikacijskega kanala, pa tudi za oceno kakovosti komunikacije in določanje časovne zakasnitve signala. Na mejah oken so nameščene končne kombinacije TB (repnih bitov), na koncu okna - obdobje varovanja GP (obdobje varovanja), ki traja 30,46 μs. Bitovi krmilne zastavice (SF) označujejo vrsto informacij.

FB okna so namenjena prilagajanju frekvence MC. 142 ničelnih bitov se prenašajo kot nemodulirani nosilni val. Ponavljajoča se okna te vrste so logični kanal za nastavitev frekvence FCCH.

SB okna so zasnovana za časovno sinhronizacijo MS in BS. Ponavljajoča se okna tvorijo logični sinhronizacijski kanal SCH. 78 informacijskih bitov vsebuje številko okvirja in identifikacijsko kodo BS.

Okna tipa AB so zasnovana tako, da pridobijo dovoljenje za dostop MS do BS. Bitno zaporedje sinhronizacije, ki ga posreduje MS, konfigurira BS za pravilno branje naslednjega 36 -bitnega zaporedja, ki vsebuje zahtevo po storitvi. Varnostni interval v oknu AB se poveča, da se prilagodi veliki velikosti celice.

^ 4.3. Kodiranje kanalov

v komunikacijskem sistemu standarda IS-95.

Sistem ima dodeljena frekvenčna območja 869-894 MHz za prenos signalov po prednjem kanalu in 824-849 MHz za povratni prenos. Frekvenčni razmik med prednjim in povratnim kanalom je 45 MHz. Delovanje posrednega kanala pri eni nosilni frekvenci med prenosom govora je prikazano na sl. 21.

Zaporedje binarnih simbolov iz kodirnika kanala se pretvori na naslednji način:

- "umešano" - povzeto po modulu 2 s posamezno kodo naročnika, na katerega se sporočilo prenaša ("dolgi" PSP),

- povzeto z zaporedjem Walsh. Ortogonalne Walshove sekvence, enake za vse BS, razdelijo en frekvenčni kanal na 64 neodvisnih kanalov,

- razdeljen s komutatorjem (CM) na dva kvadraturna toka jaz in Vprašanje.

Simboli v teh tokovih modulirajo kvadraturne komponente nosilne valovne oblike. Za ločevanje signalov iz različnih postaj se simboli v kvadraturnih tokovih seštevajo s "kratkimi" PSP- jaz in PSP- Vprašanje- identifikatorji BS.

Sistem uporablja enotno opremo za kodiranje podatkov. Sprejemniki GPS se uporabljajo za pravočasno sinhronizacijo vseh BS. Elementarnim simbolom PSP sledi frekvenca 1.2288 Msymb / s. Pasovno širino dolgega pomnilnika z obdobjem 41 dni tvori register, ki vsebuje 42 bitov. Kode posameznih naročnikov so fragmenti dolge pasovne širine, ki se razlikujejo v začetnih fazah. Kratki PSP-ji, ki trajajo 2/75 s, so sestavljeni iz registrov premikov, ki vsebujejo 15 bitov, in se razlikujejo po različnih BS po posameznih premikih glede na trenutke začetka dvosekundnih časovnih intervalov.

Ko se sešteje z izhodnim zaporedjem dajalnika s frekvenco 19,2 kbit / s, se dolg PSP preluknja, da se izenačijo hitrosti dodanih sekvenc: iz njega je vzet vsak 64. simbol. Ko se dobljeno zaporedje sešteje z Walshovo kodno besedo, se en simbol zaporedja pretvori v 64 Walshovih žetonov, tako da na stikalo prispe digitalni tok s hitrostjo 1.2288 Ms / s. Pasovne širine kratkega pomnilnika imajo enako simbolno hitrost. Zato je treba za najučinkovitejšo uporabo frekvenčnega območja po izrekih Nyquista in Kotelnikova spekter zaporedja simbolov na vhodu pasovno prehodnega modulatorja v oddajniku omejiti na frekvenco 1,22288 / 2 MHz. V ta namen je na vhodu modulatorja nameščen nizkoprepustni filter z mejami pasov za prehod in zaustavitev 590 kHz in 740 kHz.

Vsaka BS modulira kratek signal PRS, ki se odda na posebnem "pilotnem" kanalu. MS, ki časovno premakne kratek PRP, poišče BS z najmočnejšim pilotnim signalom in prek BS po kanalu za sinhronizacijo prejme podatke, potrebne za komunikacijo, zlasti vrednost sistemskega časa za nastavitev svoje dolge kode. Po nastavitvi dolge kode lahko država članica prejme sporočila, ki so ji naslovljena, ali pa na lastno pobudo začne postopek dostopa do BS. Med delovanjem MS spremlja raven pilotnega signala in ko zazna močnejši signal, preklopi na drugo BS.

Podatki, ki jih je treba posredovati pri visoki hitrosti, so razdeljeni v pakete in sočasno poslani po različnih frekvenčnih kanalih.

V povratnem kanalu (slika 22) sta moč oddajnika in razmerje signal / šum nižja kot v prednjem kanalu. Za izboljšanje odpornosti proti hrupu se hitrost konvolucijskega dajalnika zmanjša na k / n= 1/3, dajalnik oddaja podatke pri 28,8 kbps. Spekter tega digitalnega toka je razširjen: vsak 6-bitni podatkovni paket se nadomesti z enim od 64 Walshovih simbolov, ki se ponovi 4-krat. Številka znaka je določena z vsebino podatkovnega paketa.

Po razširitvi se zaporedje simbolov sešteje po modulu 2 z dolgim PSP naročnika in se s stikalom razdeli v dve zaporedji: v fazi ( jaz) in kvadrature ( Vprašanje), ki po seštevanju s kratkimi ponudniki plačilnih storitev, jaz in PSP- Vprašanje, modulirajo fazne in kvadraturne nosilne valove. Za zmanjšanje faznih skokov se kvadraturno modulacijsko zaporedje časovno premakne za polovico trajanja elementarnega simbola.