トランスレスDC-ACコンバーター。 コンデンサ（18回路）の低電力トランスレス電圧コンバータ。 電源プラスへの反転

この章では、主に、方形波発生器と倍率器で構成されるトランスレス電圧変換器に焦点を当てます。 通常、このようにして、目立った損失なしに電圧を数倍以下に上げることができ、コンバータの出力で異なる符号の電圧を得ることができます。 このようなコンバータの負荷電流は非常に小さく、通常は数mA、まれに数十mAです。

トランスレス電圧変換器のマスタージェネレーターは、典型的な方式に従って作成できます。その基本要素1（図1.1）は、対称マルチバイブレーターに基づいて作成されます。 例として、ブロック要素は次のパラメータを持つことができます。R1= R4 = 1 kOhm; R2 = R3 =10kΩ; C1 = C2 =0.01μF。 トランジスタ-低電力、たとえばKT315。 出力信号のパワーを上げるために、典型的な増幅器ユニット２が使用された。

米。 1.1。 トランスレスコンバータの基本要素のスキーム：1-マスターオシレータ。 2-典型的なアンプブロック

トランスレス電圧コンバータは、2つの典型的な要素（図1.2）で構成されています。マスター発振器1とプッシュプルスイッチアンプ2、および電圧増倍器（図1.1、1.2）です。 コンバータは400Hzの周波数で動作し、12.5Vの出力電圧を提供します

最大100mAの負荷電流で22Vの電圧（要素のパラメーター：R1 = R4 = 390オーム、R2 = R3 = 5.6 kOhm、C1 = C2 =0.47μF）。 ブロック１では、トランジスタＫＴ６０３Ａ〜Ｂが使用されている。 ブロック2-GT402V（G）およびGT404V（G）。

電圧ダブラトランスレスコンバータ回路

典型的なブロックに基づく電圧変換回路

上記の代表的なブロック（図1.1）をベースに構築された電圧変換器を使用して、図1に示すように異なる極性の出力電圧を得ることができます。 1.3。

最初のオプションでは、-1-10Bおよび-10Bの電圧が出力で生成されます。 2番目の場合-デバイスが12V電源から電力を供給されている場合は-1-20Bおよび-10B。

約90Bの電圧でサイラトロンに電力を供給するために、図に従って電圧変換回路が使用されます。 1.4マスターオシレーター1とエレメントのパラメーター：R1 = R4 = 1 kOhm、

R2 = R3 =10kΩ、C1 = C2 =0.01μF。 ここでは、一般的に使用されている低電力トランジスタを使用できます。 乗算器の増倍率は12で、使用可能な供給電圧を使用すると、出力で約200 Vが期待されますが、実際には、損失のため、この電圧はわずか90 Vであり、負荷電流の増加に伴ってその値は急速に減少します。

米。 1.4。 多段乗算器を備えた電圧変換回路

米。 1.5。 電圧インバータ回路

逆出力電圧を得るために、一般的な単位（図1.1）に基づくコンバータを使用することもできます。 デバイスの出力（図1.5）で、供給電圧と符号が反対の電圧が生成されます。 絶対値では、この電圧は供給電圧よりわずかに低くなります。これは、半導体素子間の電圧降下（電圧損失）によるものです。 回路の供給電圧が低く、負荷電流が大きいほど、この差は大きくなります。

電圧変換器（ダブラー）（図1.6）には、マスター発振器1（図1.1の1）、2つの増幅器2（図1.1の2）、およびブリッジ整流器（VD1 -VD4）が含まれています。

ブロック1：R1 = R4 = 100オーム; R2 = R3 =10kΩ; C1 = C2 =0.015μF、トランジスタKT315。

一次回路から二次回路に伝達される電力は、変換の動作周波数に比例することが知られており、したがって、その成長と同時に、コンデンサの静電容量が減少し、その結果、デバイスの寸法とコストが減少します。

このコンバータは、12 B（アイドル）の出力電圧を提供します。 負荷抵抗が100オームの場合、出力電圧は11Bに低下します。 50オームで-10Bまで; そして10オームで-7Bまで。

米。 1.6。 高電力電圧ダブラ回路

バイポーラ出力電圧を得るためのコンバータ回路

電圧変換器（図1.7）を使用すると、共通の中点で極性の異なる2つの電圧を出力に得ることができます。 これらの電圧は、オペアンプに電力を供給するためによく使用されます。 出力電圧はデバイスの供給電圧に絶対値で近く、その値が変化すると同時に変化します。

トランジスタVT1-KT315、ダイオードVD1およびU02-D226。

ブロック1：R1 = R4 =1.2kΩ; R2 = R3 =22kΩ; C1 = C2 =0.022μF、トランジスタKT315。

ブロック2：トランジスタGT402、GT404。

ダブラーの出力インピーダンスは10オームです。 アイドルモードでは、コンデンサC1とC2の合計出力電圧は、33mAの消費電流で19.25Vです。 負荷電流が100mAから200mAに増加すると、この電圧は18.25から17.25Vに減少します。

電圧変換器のマスタージェネレーター（図1.8）は、2つの/ SHO / 7要素で構成されています。 トランジスタVT1とVT2の増幅のカスケードがその出力に接続されています。 変換損失を考慮した場合、デバイスの出力での逆電圧は、入力電圧よりも数パーセント（または数十パーセント-低電圧電源の場合）低くなります。

米。 1.8。 電圧変換器-CMOSマスター発振器を備えたインバータ回路

同様のコンバータ回路を次の図に示します（図1.9）。 コンバータには、/ CMO / 7マイクロ回路上のマスター発振器、トランジスタVT1およびVT2上の増幅ステージ、出力パルス電圧を2倍にする回路、コンデンサフィルタ、およびツェナーダイオードのペアに基づく人工中間点を形成するための回路が含まれています。 コンバータの出力には、次の電圧が形成されます。負荷電流13〜15mlで-i-15B、負荷電流5mAで-15B。

図では。 1.10に、トランスレス電圧コンバータの出力ノードの図を示します。 このノードは実際には

CMOSエレメントのマスター発振器でバイポーラ電圧を形成するための電圧変換回路

米。 1.10。 トランスレス電圧変換器の出力段回路

パワーアンプです。 それを制御するために、^ 0kHzの周波数で動作するパルス発生器を使用することができます。

負荷がない場合、このようなパワーアンプを備えたコンバータは約5mAの電流を消費します。 出力電圧は18ボルト（供給電圧の2倍）に近づいています。 負荷電流が120mAの場合、出力電圧は20mVのリップルレベルで16Bに低下します。 デバイスの効率は約85％、出力インピーダンスは約10オームです。

ノードがCMOSエレメントのマスター発振器で動作している場合、抵抗R1とR2を取り付ける必要はありませんが、マイクロ回路の出力電流を制限するために、抵抗を介してその出力をトランジスタパワーアンプに接続することをお勧めします。数kΩの抵抗で。

バリキャップを制御するための単純な電圧変換回路は、さまざまな雑誌で何度も再現されています。 コンバータは9Bから電力を供給されると20Vを生成し、そのような回路を図1に示します。 1.11。 長方形に近いパルス発生器がトランジスタVT1とVT2に組み込まれています。 ダイオードVD1〜VD4とコンデンサC2〜C5は倍率器を形成し、抵抗R5とツェナーダイオードVD5、VD6はパラメトリック電圧レギュレータを形成します。

米。 1.11。 バリキャップ用の電圧変換回路

米。 1.12。 CMOS電圧変換回路

ヒンジ要素の数が最小の1つのK561LN2マイクロ回路のみの単純な電圧変換器は、図の図に従って組み立てることができます。 1.12。

さまざまな電源電圧と負荷電流でのコンバータの主なパラメータを表1.1に示します。

表1.1。 電圧変換器のパラメーター（図1.12）

Upit		Uout、V

バイポーラ電圧ドライバの出力段の図

1レベルの電圧をバイポーラ出力電圧に変換するには、図の図に従って、出力段を備えたコンバータを使用できます。 1.13。 コンバータの入力電圧が5Bの場合、出力電圧は30mAの負荷電流で-i-8Bおよび-8Bになります。 コンバーターの効率は75％でした。 倍率器整流器にショットキーダイオードを使用することにより、効率値と出力電圧値を上げることができます。 供給電圧が9Bに増加すると、出力電圧は15Vに増加します。

2N5447トランジスタの近似アナログ-KT345B; 2N5449-KT340B。 この回路では、KT315、KT361などのトランジスタなどのより一般的な要素を使用できます。

パルス電圧倍率器の原理に基づいた電圧変換回路には、さまざまな方形波信号発生器を使用できます。 このような発電機は、多くの場合、KR1006VI1マイクロ回路上に構築されています（図1.14）。 このマイクロ回路の出力電流は非常に大きく（100 mA）、追加の増幅段なしで実行できることがよくあります。 DA1マイクロ回路（KR1006VI1）のジェネレーターは、長方形のパルスを生成します。その繰り返し率は、要素R1、R2、C2によって決定されます。 マイクロ回路のピン3からのこれらのパルスは、倍率器に供給されます。 分圧器R3、R4は、倍率器の出力に接続され、そこからの電圧がDA1マイクロ回路の「リセット」入力（ピン4）に供給されます。 この分圧器のパラメータは、絶対値の出力電圧が入力電圧（供給電圧）をプレビューすると、生成が停止するように選択されます。 出力電圧の正確な値は、抵抗R3とR4の抵抗を選択することで調整できます。

KR1006VI1マイクロサーキットにマスターオシレーターを備えた電圧コンバーター-インバーターのスキーム

コンバーター-電圧インバーター（図1 ^ 14）の特性を表に示します。 1.2。

次の図は、KR1006VI1マイクロ回路の電圧変換器の別の回路を示しています（図1.15）。 マスターオシレータの動作周波数は8kHzです。 その出力がオンになります トランジスタアンプそして電圧倍増整流器。 電源の電圧が12Bの場合、コンバータの出力は20 Vです。コンバータの損失は、倍電圧整流器のダイオード間の電圧降下によるものです。

表1.2。 電圧変換器・インバータの特性（図1.14）

Upit、V		アイコン消費、mA

KR1006VI1マイクロ回路とパワーアンプを備えた電圧変換回路

同じマイクロ回路（図1.16）に基づいて、電圧インバーターを作成できます。 変換の動作周波数は18kHz、デューティサイクルは1.2です。

他の同様のデバイスと同様に、コンバータの出力電圧は負荷電流に大きく依存します。

TTLおよび/ SMOG /チップは、電流整流に使用できます。 トピックを開発して、このアイデアの著者D. Cuthbertは、トランスレス電圧コンバーターを提案しました-GG //-マイクロ回路に基づくインバーター（図1.17）。

このデバイスには、DDIとDD2の2つのマイクロ回路が含まれています。 それらの最初のものは、7 kHzの周波数（要素DDI.1およびDDI.2）の矩形パルスのジェネレーターとして機能し、その出力にインバーターDD1.3-DDI.6が接続されます。 2番目のマイクロ回路（DD2）は、通常とは異なる方法で含まれています（図を参照）。これは、機能を実行します。

負電圧駆動回路

米。 1.17。 2つのマイクロ回路に基づく電圧インバータ回路

ダイオード。 そのすべての要素-インバーターは、コンバーターの負荷容量を増やすために並列に接続されています。

デバイスの出力にこのように含まれる結果として、供給電圧にほぼ等しい（絶対値で）逆電圧Uが得られます。 74NS04を備えたデバイスの供給電圧は、2〜7Vです。おおよその国内アナログはGG //-K555LN1タイプのマイクロ回路（より狭い範囲の供給電圧で動作）または/ SMOS /回路とKR1564LN1です。

コンバータの最大出力電流は最大10mAです。 負荷がオフの場合、デバイスは実質的に電流を消費しません。

保護ダイオード/ C / WO / 7-入力と出力で利用可能なマイクロ回路/ SL // 0 / 7-要素を使用するという上記の考えの開発では、電圧コンバーターの動作を検討しますタイプK561LA7（レーダー1.18）の2つのマイクロ回路DDIおよびDD2。 それらの最初のものは、60kHzの周波数で動作する発電機を組み立てました。 2番目のマイクロ回路は、ブリッジビュー周波数整流器の機能を実行します。

米。 1.18。 2つのK561LA7マイクロ回路での正確な極性コンバーターのスキーム

小型CMOSサーキットブレーカ

スイッチは、CMOSインバーターをベースにしたマスターオシレーターで作られています。 発振器周波数はC2-R1定格に依存します。 絶縁ゲートを備えた電界効果トランジスタは静電荷によって制御され、大電流を必要としないため……。

コンパレータの電圧安定器主な技術的特性：出力電圧、V……………………………………………………。 5負荷電流、A……………………………………………………………………2リップル電圧、mV……………………………………… …………..50安定化係数…………………………………………….100スイッチング周波数、kHz……………………………………………… ..25電圧安定器は次のように機能します。 のこぎり波基準電圧はコンパレータによって比較されます……。

照明ネットワークから負荷に供給される電圧を下げるためにコンデンサを使用することは、長い歴史があります。 50年代、アマチュア無線家は、無線受信機用のトランスレス電源にコンデンサを広く使用していました。これらのコンデンサは、直列に接続されていました……。

周波数変換器で3レベルインバータを使用すると、システム電圧が上昇します。 供給ネットワークへのエネルギー回収が必要ない場合は、三相ブリッジの直列接続を備えた12パルスダイオード整流器を使用することをお勧めします。 もしも……。

コンデンサを充電したり、高電圧回路に電力を供給したりするために、電圧を上げる必要がある場合があります。 この電圧は、低出力のガウスガンなどに使用できます。 コンバータにはパルストランスがないため、プリント回路基板のサイズが大幅に縮小されます。

入力電圧の上昇は、使用したチョークによるものです。 ストレージチョークのインダクタンスは1000microHenryであり、コンバータ全体の効率はチョークの品質係数に依存します。

パルス発生器は14kHzの周波数に調整されていますが、動作周波数を上げることでチョークターンを減らすことができます。 チョーク自体はW字型のコアに巻くことができ、極端な場合にはロッドに巻くことができますが、寸法は重要ではありません。

コンバータの出力電流は7〜8 mAを超えないため、チョークを巻くために使用されるワイヤの直径は0.2mmにすることができます。

電界効果トランジスタ-文字通り400ボルト以上の電圧で動作できるトランジスタなら、バイポーラトランジスタも入れますが、電界効果トランジスタの方が間違いなく優れています。 コンバーターの電力は、相互に関連するいくつかの方法で増やすことができます。

1）供給電圧の上昇。
2）より強力なトランジスタを使用する。
3）マイクロサーキットの出力で追加のドライバーを使用します。
4）太いワイヤーを使用してチョークを巻きます。

しかし、これらの方法はすべて、デバイスの出力電流をわずか数ミリアンペアだけ増やすことができます。 回路が広く使用されていないのは、出力電力がごくわずか（2ワット以下）であるためですが、単にかけがえのないものである場合もあります。 NE555チップの代わりに、同じ周波数（14 kHz）に調整されるマルチバイブレーターを使用できます。

電力損失が小さすぎるため、電界効果トランジスタはヒートシンクを必要としません。

1000μFの高電圧容量を完全に充電するには、デバイスに約5分かかるため、このようなコンバータを使用する場合は待つ必要がありますが、デバイスは非常にシンプルでコンパクトで経済的です。

ここで検討されます トランスレス電圧変換器、通常は方形波発生器と倍率器で構成されます。

通常、このようにして、目立った損失なしに電圧を数倍以下に上げることができ、コンバータの出力で異なる符号の電圧を得ることができます。 このようなコンバータの負荷電流は非常に小さく、通常は数mA、まれに数十mAです。

マスタージェネレーター

トランスレス電圧変換器のマスタージェネレーターは、典型的な方式に従って作成できます。その基本要素1（図1）は、対称マルチバイブレーターに基づいて作成されます。

例として、ブロック要素は次のパラメータを持つことができます。R1= R4 = 1 kOhm; R2 = R3 =10kΩC1= C2 =0.01μF。 トランジスタ-低電力、たとえばKT315。 出力信号のパワーを上げるために、典型的な増幅器ユニット２が使用された。

米。 1.トランスレスコンバータの基本要素のスキーム：1-マスターオシレータ。 2-典型的なアンプブロック。

トランスレス電圧変換器

トランスレス電圧コンバータは、2つの典型的な要素（図2）で構成されています。マスター発振器1とプッシュプルスイッチアンプ2、および電圧増倍器（図2）です。

コンバータは400Hzの周波数で動作し、供給電圧で供給します 12.5V出力電圧 22B最大負荷電流で 100 mA（要素のパラメーター：R1 = R4 = 390オーム。R2-R3= 5.6 kOhm、C1 = C2 =0.47μF）。 ブロック１では、トランジスタＫＴ６０３Ａ〜ｂが使用されている。 ブロック2-GT402V（G）およびGT404V（G）。

米。 2.電圧ダブラを備えたトランスレスコンバータのスキーム。

米。 3.典型的なブロックに基づく電圧変換器の図。

上記の代表的なブロック（図1）をベースに構築された電圧変換器を使用して、 極性の異なる出力電圧図に示すように。 3.3。

最初のオプションでは、+ 10Vと-10Vの電圧が出力で生成されます。 2番目の場合-デバイスが12V電源から電力を供給されている場合は+ 20Vおよび-10V。

サイラトロン90Vに電力を供給するためのコンバータ回路

約90Vの電圧でサイラトロンに電力を供給するために、図に従って電圧変換回路が使用されます。 4マスターオシレーター1とエレメントのパラメーター：R1 = R4 =-1kΩ、R2 = R3 =10kΩ、C1 = C2 =0.01μF。

ここでは、一般的に使用されている低電力トランジスタを使用できます。 乗算器の増倍率は12で、使用可能な供給電圧を使用すると、出力で約200 Vが期待されますが、実際には、損失のため、この電圧はわずか90 Vであり、負荷電流の増加に伴ってその値は急速に減少します。

米。 4.多段乗算器を備えた電圧変換器の回路。

（+）から（-）への電圧極性インバータ

逆出力電圧を得るために、一般的な単位に基づくコンバータを使用することもできます（図1）。 デバイスの出力（図5）で、供給電圧と符号が反対の電圧が生成されます。

米。 5.電圧インバータ回路。

絶対値では、この電圧は供給電圧よりわずかに低くなります。これは、半導体素子間の電圧降下（電圧損失）によるものです。 回路の供給電圧が低く、負荷電流が大きいほど、この差は大きくなります。

電圧変換器（ダブラー）

電圧変換器（ダブラー）（図6）には、マスター発振器1（図1.1の1）、2つの増幅器2（図1.1の2）、およびブリッジ整流器（VD1〜VD4）が含まれています。

米。 6.増加した電力の倍電圧器の回路。

ブロック1：R1 = R4 = 100オーム; R2 = R3 =10kΩ; C1 = C2 =0.015μF、トランジスタKT315。

一次回路から二次回路に伝達される電力は、変換の動作周波数に比例することが知られており、したがって、その成長と同時に、コンデンサの静電容量が減少し、その結果、デバイスの寸法とコストが減少します。

このコンバータは出力電圧を提供します 12V（アイドリング）。 100オームの負荷抵抗では、出力電圧は11Vに低下します。 50オームで-10Vまで; そして10オームで-7Vまで。

バイポーラ中点トランスデューサ

電圧変換器（図7）を使用すると、出力で、共通の中点を持つ異なる極性の2つの電圧を取得できます。 これらの電圧は、オペアンプに電力を供給するためによく使用されます。 出力電圧はデバイスの供給電圧に絶対値で近く、その値が変化すると同時に変化します。

米。 7.バイポーラ出力電圧を取得するためのコンバータのスキーム。

トランジスタVT1-KT315、ダイオードVD1およびVD2-D226。

ブロック1：R1 = R4 =1.2kΩ; R2 = R3 =22kΩ; C1 = C2 =0.022μF、トランジスタKT315。

ブロック2：トランジスタGT402、GT404。

ダブラーの出力インピーダンスは10オームです。 アイドルモードでは、コンデンサC1とC2の合計出力電圧は、33mAの消費電流で19.25Vです。 負荷電流が100mAから200mAに増加すると、この電圧は18.25から17.25Vに減少します。

コンバーター-CMOSエレメントにマスターオシレーターを備えたインバーター

電圧変換器のマスタージェネレーター（図8）は、2つのCMOSエレメントで構成されており、トランジスタVT1とVT2の増幅段がその出力に接続されています。 変換損失を考慮した場合、デバイスの出力での逆電圧は、入力電圧よりも数パーセント（または数十パーセント-低電圧電源の場合）低くなります。

米。 8.電圧コンバーターのスキーム-CMOSエレメント上にマスターオシレーターを備えたインバーター。

同様のコンバータ回路を次の図に示します（図9）。 コンバータには、CMOSマイクロ回路上のマスター発振器、トランジスタVT1およびVT2上の増幅段、出力パルス電圧を2倍にする回路、コンデンサフィルタ、およびツェナーダイオードのペアに基づく人工中間点を形成するための回路が含まれています。

コンバータの出力には、次の電圧が生成されます。負荷電流13〜15mAで+ 15b、負荷電流5mAで-15V。

米。 9.CMOS素子をベースにしたマスター発振器でバイポーラ電圧を生成するための電圧変換回路。

図では。 図１０は、トランスレス電圧変換器の出力ノードの図を示している。

米。 10.トランスレス電圧コンバータの出力段のスキーム。

このノードは実際にはパワーアンプです。 それを制御するために、10kHzの周波数で動作するパルス発生器を使用することができます。

負荷がない場合、このようなパワーアンプを備えたコンバータは約5mAの電流を消費します。 出力電圧は18V（供給電圧の2倍）に近づいています。 負荷電流が120mAの場合、出力電圧は20mVのリップルレベルで16bに低下します。 デバイスの効率は約85％、出力インピーダンスは約10オームです。

ノードがCMOSエレメントのマスター発振器から動作している場合、抵抗R1とR2を取り付ける必要はありませんが、マイクロ回路の出力電流を制限するために、抵抗を介してその出力をトランジスタパワーアンプに接続することをお勧めします。数kΩの抵抗。

バリキャップを制御するための電圧変換器

バリキャップを制御するための単純な電圧変換回路は、さまざまな雑誌で何度も再現されています。 コンバータは9bから電力を供給されると20Vを生成し、そのような回路を図1に示します。 十一。

長方形に近いパルス発生器がトランジスタVT1とVT2に組み込まれています。 ダイオードVD1〜VD4とコンデンサC2〜C5は倍率器を形成し、抵抗R5とツェナーダイオードVD5、VD6はパラメトリック電圧レギュレータを形成します。

米。 11.バリキャップ用の電圧変換器のスキーム。

CMOSマイクロ回路の電圧変換器

米。 12.CMOSマイクロ回路の電圧変換器の図。

シンプルな電圧変換器 1つだけ CMOSチップアタッチメントの数を最小限に抑えて、図12の図に従って組み立てることができます。

さまざまな電源電圧と負荷電流でのコンバータの主なパラメータを表1に示します。

表1.電圧コンバーターのパラメーター（図12）：

Upit、V	Івых。 mA	Uout、V

バイポーラコンバータ

米。 13.バイポーラ電圧ドライバの出力段の図。

1レベルの電圧をバイポーラ出力電圧に変換するには、図の図に従って、出力段を備えたコンバータを使用できます。 13.13。

コンバータの入力電圧が5Vの場合、出力電圧は30mAの負荷電流で+ 8Vおよび-8Vになります。 コンバーターの効率は75％でした。 倍率器整流器にショットキーダイオードを使用することにより、効率値と出力電圧値を上げることができます。 供給電圧が9Vに増加すると、出力電圧は15Vに増加します。

2N5447トランジスタの近似アナログ-KT345B; 2N5449-KT340B。 この回路では、KT315、KT361などのトランジスタなどのより一般的な要素を使用できます。

パルス電圧倍率器の原理に基づいた電圧変換回路には、さまざまな方形波信号発生器を使用できます。

このような発電機は、多くの場合、KR1006VI1マイクロ回路上に構築されています（図14）。 このマイクロ回路の出力電流は非常に大きく（100 mA）、追加の増幅段なしで実行できることがよくあります。

DA1マイクロ回路（KR1006VI1）のジェネレーターは、長方形のパルスを生成します。その繰り返し率は、要素R1、R2、C2によって決定されます。 マイクロ回路のピン3からのこれらのパルスは、倍率器に供給されます。

分圧器R3、R4は、倍率器の出力に接続され、そこからの電圧がDA1マイクロ回路の「リセット」入力（ピン4）に供給されます。

この分圧器のパラメータは、絶対値の出力電圧が入力電圧（供給電圧）を超えると発電が停止するように選択されています。 出力電圧の正確な値は、抵抗R3とR4の抵抗を選択することで調整できます。

米。 14.KR1006VI1マイクロサーキットにマスターオシレーターを備えた電圧コンバーター-インバーターのスキーム。

コンバーター-電圧インバーター（図14）の特性を表に示します。 2.2。

表2.電圧コンバーター-インバーターの特性（図14）。

Upit、V	Iout、mA	Ipotr、mA	効率、％

KR1006VI1マイクロサーキットの強力なコンバーター-インバーター

次の図は、KR1006VI1マイクロ回路上の別の電圧変換回路を示しています（図15）。 マスターオシレータの動作周波数は8kHzです。

その出力には、電圧倍増回路に従って組み立てられたトランジスタ増幅器と整流器が接続されています。 電源の電圧が12bの場合、コンバータの出力は20 Vです。コンバータの損失は、倍電圧整流器のダイオード間の電圧降下によるものです。

米。 15.KR1006VI1マイクロ回路とパワーアンプを備えた電圧変換器の図。

KR1006VI1マイクロ回路の電圧極性インバーター

同じマイクロ回路（図16）に基づいて、電圧インバーターを作成できます。 変換の動作周波数は18kHz、デューティサイクルは1.2です。

米。 16.負極性電圧ドライバーの回路。

電圧コンバーター-TTLマイクロ回路に基づくインバーター

他の同様のデバイスと同様に、コンバータの出力電圧は負荷電流に大きく依存します。

TTLおよびCMOSICは、電流を整流するために使用できます。 トピックを開発して、このアイデアの著者D. Cuthbertは、TTLマイクロ回路に基づくトランスレス電圧コンバーター-インバーターを提案しました（図7）。

米。 17.2つのマイクロ回路に基づく回路電圧インバーター。

このデバイスには、DD1とDD2の2つのマイクロ回路が含まれています。 それらの最初のものは、7 kHzの周波数の矩形パルス（要素DD1.1およびDD1.2）のジェネレーターとして機能し、その出力にインバーターDD1.3〜DD1.6が接続されます。

2番目のマイクロ回路（DD2）は、通常とは異なる方法で含まれています（図を参照）。ダイオードの機能を実行します。 そのすべての要素-インバーターは、コンバーターの負荷容量を増やすために並列に接続されています。

このようなスイッチオンの結果として、デバイスの出力で逆電圧-Uが得られます。これは、供給電圧とほぼ等しくなります（絶対値で）。 74NS04 CMOSマイクロ回路を備えたデバイスの供給電圧は2〜7 Vです。おおよその国内アナログは、K555LN1 TTLマイクロ回路（より狭い供給電圧範囲で動作）またはKR1564LN1CMOSマイクロ回路です。

最大出力電流コンバーターが到達 10 mA..。 負荷がオフの場合、デバイスは実質的に電流を消費しません。

K561LA7マイクロ回路の電圧変換器

CMOSエレメントの入力と出力で利用可能なCMOSマイクロ回路の保護ダイオードを使用するという上記のアイデアの開発では、タイプK561LA7の2つのマイクロ回路DD1とDD2で実行される電圧コンバーターの動作を検討します（図18 ）。

それらの最初のものは、60kHzの周波数で動作する発電機を組み立てました。 2番目のマイクロ回路はブリッジ高周波整流器として機能します。

米。 18.2つのK561LA7マイクロ回路上の正確な極性コンバーターの図。

コンバータの動作中、負の極性の電圧が出力に形成され、高抵抗負荷で高精度に供給電圧の公称値の全範囲（3〜15 V）で供給電圧が繰り返されます）。

変圧器なしの電圧ブースト。 乗数。 オンラインで計算します。 ACおよびDC変換 (10+)

トランスレス電源-ブースト

このプロセスを図に示します。

青い領域はコンデンサCが充電される領域を示し、赤い領域は蓄積された電荷をコンデンサC1と負荷に転送する領域を示します。

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こんばんは。 どんなに頑張っても、図1.2の与えられた式を使用して、テーブル内の与えられたデータ値（Uin〜220V、Uout 15V）でコンデンサC1とC2の静電容量の値を学ぶことができませんでした、Iout 100mA、f 50Hz）。 問題があります。小型のDCリレーのコイルをオンにして、動作電圧を-25Vから約220Vのネットワークにします。コイルの動作電流は、I = 35mAです。 多分私は何かをしていません

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本発明は、電気工学の分野に関するものであり、機器および測定装置の二次電源での使用を目的としている。 技術的な結果として、消費される有効電力の値が減少し、出力電圧の安定性が向上します。 電圧変換器は、電源と第1および第2ブリッジの入力を接続するための端子間の両方のワイヤにそれぞれ接続された、直列接続されたコンデンサと抵抗の形で作られた過電圧抑制ユニットの2つの同一セクションで構成されます。整流器では、第1の整流器の出力が電圧安定器の入力と並列に接続され、第2の整流器の出力の両方のワイヤに、第1と第2の調整要素が導入されます。電圧安定器。 2病気。

RF特許2513185の図面

テクノロジーエリア

トランスレス電圧変換器は電気工学の分野に属し、特に、監視対象ネットワークから電力を供給される電子電力量計、電子電圧計、さまざまな保護および自動化リレーに電力を供給するための、機器および測定デバイスの二次電源での使用を目的としています。

先行技術

既知の電源（Horowitz P.、HillW。回路の芸術。3巻。第1巻。英語から。-第4版。改訂および追加。-M。：Mir、1993。-413p。、ill 。、図1.80）、電源トランス、整流器、平滑化フィルター、直列型補償電圧安定器を含み、調整要素が負荷と直列に接続され、制御されたバラスト抵抗の役割を果たします。 補償電圧安定器の存在により、安定した供給電圧を得ることができ、変圧器の存在により、低い有効電力消費を得ることができ、必要に応じて、ネットワークの中性線を電源の共通点に接続できます。 。 ただし、そのようなソースの主な欠点はトランスの存在であり、サイズとコストが増加します。

MOSトランジスタのトランスレスコンバータも知られています（Schreiber G. 300電源回路。整流器。スイッチング電源。リニアスタビライザーとコンバーター：Per。FromFrench-M。：DMK、2000。-224 s：ill。（Toラジオアマチュアを助けてください）、図246）、全波ブリッジ整流器、ダンピング抵抗器、フィルター、ゼナーダイオードパラメトリックスタビライザー、基準電圧源、デュアルオペレーショナルアンプ、調整要素、および主電源電圧分割器を含みます。 MOSトランジスタでのトランスレスコンバータの動作原理は、各半波の開始時に、開いた調整要素を介して整流された電圧が、負荷に接続された容量性フィルタを充電することです。 基準電圧が分圧器の抵抗に達すると、オペアンプが調整素子を閉じ、容量性フィルターが充電を停止します。 このような電源の主な欠点は、出力に脈動があり、ほとんどの測定デバイスの動作が低下することと、主電源電圧に対して出力ポイントの1つに固定電位がないことです。

最も近い 技術的解決策提案されたデバイスには、トランスレス電源があります（ロシア連邦No. 2077111、MPK6Н02М7/ 155、G05F 1/585、優先度01.06.1993の特許に対する発明の説明。1997年4月10日に公開、ブルNo. .10）過電圧減衰ユニットは、交流抵抗が等しい2つのセクションで構成され、過電圧抑制ユニットの各セクションは、直列接続された抵抗とコンデンサの形で作られ、その共通の接続点があります。は電源を接続するための対応する端子に接続され、第1セクションと第2セクションのコンデンサと抵抗器の自由端子はそれぞれ第1と第2のブリッジ整流器の入力に接続され、出力は第１および第２のブリッジ整流器のうちの１つは、それに応じて並列に接続され、フィルタを介して電圧安定器に接続される。 電圧スタビライザーは2段階で構成され、スタビライザーの第1ステージはツェナーダイオードで作成され、スタビライザーの第2ステージには、ドライバー要素の電流を安定化するためのユニットであるツェナーダイオードのマスター要素が含まれます。第一段から給電されるオペアンプ。 第1の抵抗を介したオペアンプの反転入力は第1の負荷を接続するための出力に接続され、第2の抵抗を介して第2の負荷を接続するための出力に接続されます。安定化ユニットでは、アンプの非反転入力は、電源を接続するための端子に等しい抵抗を持つ3番目と4番目の抵抗を介して接続され、オペアンプの出力は、最初の負荷を接続するための端子に接続されます。 2段スタビライザーを備えたトランスレス電源では、供給電圧の高い安定性と、ネットワークの供給電圧の半分の電位を持つ「人工ゼロ」ポイントに対する出力端子の1つの電位のクランプがあります。このような電源の主な欠点は、有効電力の消費量が多いことです。

発明の開示

本発明の目的は、全波整流器を備えた変圧器のない電圧変換器を作成し、主電源電圧に対する出力点の１つの電位をクランプすることであり、そこで消費される有効電力の値が減少し、出力電圧が上昇します。

この問題は、AC抵抗が等しい過剰電圧減衰ユニットの2つのセクション、2つの全波整流器、フィルター、2つの調整要素、2つの動作増幅器と電圧安定器、および過剰の各セクションを含むトランスレス電圧コンバーターで解決されます。電圧減衰ユニットは、直列接続された抵抗器とコンデンサの形で作られ、電源を接続するための対応する端子、両方のセクションのコンデンサの自由端子、および過電圧抑制ユニットの両方のセクションの抵抗器に共通点で接続されていますそれぞれ、第1および第2のブリッジ整流器の入力に接続されます。 第１の整流器の出力は、フィルタを介して並列に接続され、電圧安定器の入力に従って、第２の整流器の出力は、直列を介して、第１および第２のワイヤに接続された第１および第２の調整要素に従って接続される。それぞれ、電圧安定器の入力に対して、第１の調整要素は、ｎチャネルの枯渇型ＭＯＳトランジスタまたはｎチャネルの電界効果トランジスタ上に作られ、第２の調整要素は、ｐチャネルの電界効果トランジスタ上に作られる。 ; 電圧安定器は2段式になっており、1段目は第1ノードと第2ノードが並列に接続されており、第1ノードは第1ツェナーダイオードと導入された第1抵抗器の直列接続の形で作られています。 、導入された第２のノードは、第２のツェナーダイオードと第２の抵抗器との直列接続の形で作られ、第１のノードの第１のツェナーダイオードと第２のノードの第２の抵抗器のカソードの接合点の合計は、第1のブリッジ整流器の出力で第1のワイヤに接続され、第1のnチャネル空乏型MOSトランジスタのソース、第2ノードの第2ツェナーダイオードのアノードの共通接合点、および第１のノードの第１の抵抗器は、第１のブリッジ整流器の出力で第２のワイヤに接続され、第２のｐチャネル電界効果トランジスタのソースにも接続されている。 第１のｎチャネル空乏型ＭＯＳトランジスタのドレインおよび第２のｐチャネル電界効果トランジスタのドレインは、第２の整流器の出力で第１および第２のワイヤにそれぞれ接続されている。 第1のnチャネル空乏型MOSトランジスタは、導入された第1の動作増幅器によって制御され、その電源端子は、スタビライザの第1段の第1ノードにある第1のゼナーダイオードの端子に接続されます。挿入された等しい抵抗の3番目と4番目の抵抗を介した最初の増幅器は最初のゼナーダイオードの端子に接続され、非反転入力は等しい抵抗の抵抗を介した最初の増幅器は電源、出力を接続するための端子に接続されます第１の増幅器は、第１のｎチャネル空乏型ＭＯＳトランジスタの制御ゲートに接続されている。 第２のｐチャネル電界効果トランジスタは、導入された第２のオペアンプによって制御され、その電力端子は、スタビライザの第１段の第２ノードの第２のツェナーダイオードの端子に接続され、第２の増幅器は、導入された基準電圧源の出力に接続され、第２の増幅器の非反転入力は、第１のツェナーダイオードのアノードと第１のノードの第１の抵抗との共通接続点に接続される。スタビライザの第1段では、第2の増幅器の出力が第2のpチャネル電界効果トランジスタの制御ゲートに接続されます。 スタビライザーの第2ステージは、シーケンシャル電圧レギュレーターのスキームに従って作成され、ツェナーダイオード上のマスターエレメント、マスターエレメントの電流を安定化するためのユニット、および第1ステージの出力から供給される動作増幅器で構成されます。スタビライザーの、すなわち、スタビライザーの第１ステージの第１ノードの第１のツェナーダイオードから電力を供給され、スタビライザーの第２ステージの増幅器の非反転入力は、導入された第1アンプは、電源を接続するための端子に等しい抵抗を持つ抵抗を介して接続され、スタビライザーの第2ステージのアンプの反転入力は、抵抗を介して第1および第2負荷を接続するための端子に接続されます。第２の負荷を接続するために、駆動要素の電流安定化ユニットの出力端子にも接続され、スタビライザの第２段の増幅器出力は、第１の負荷を接続するための端子に接続される。

これは、コンデンサと抵抗の直列接続の形で作られた、等しいAC抵抗を持つ2つの同一のセクションの形で、端子を接続するための端子間の両方のワイヤにそれぞれ接続された過剰電圧減衰ユニットの実装によるものです。電源と第1および第2のブリッジ整流器の入力は、第1および第2の調整要素の電圧安定器の入力と直列に、第2のブリッジ整流器の出力で両方のワイヤに導入されます。電圧安定器を２段にし、その第１段は、第１および第２のゼナーダイオードに従って、並列に接続された第１および第２のノードからなり、そこから第１および第２の動作増幅器を含む。それぞれ、対応する抵抗器と基準電圧源の導入、およびノー​​ドを備えたスタビライザーの第2ステージの実装に電力が供給されます。 ツェナーダイオード上の駆動素子の電流の安定化と、スタビライザーの第1ステージの第1ノードにある第1のツェナーダイオードから供給されるオペアンプ。 、全波整流が実行され、スタビライザーの第1ステージでの出力電圧の予備的な対称化、およびスタビライザーの第2ステージでのクレームされたデバイスの出力端子の1つの電位の固定。ネットワークの供給電圧の半分の電位、有効電力消費量が減少し、出力電圧の安定性が向上します。

実際、制御されたバラスト抵抗器の機能を実行する第1および第2の調整要素の導入により、ダンピング抵抗器を備えた回路の電流が減少し、有効電力消費量が減少します。

過電圧抑制ユニットを2つのセクションに分割し、第2の調整素子の抵抗の変化に対して、第1のオペアンプによって制御される第1の調整素子の抵抗を同期的に変化させることで、出力電圧の予備的な対称性が得られます。ネットワークの供給電圧の半分の電位のポイントに対するスタビライザーの第1ステージの比較、およびスタビライザーステージの第2でのオペアンプの使用、スタビライザーの第1ステージでは、ネットワークの供給電圧の半分の電位を持つポイントを基準にして、デバイスの出力端子の1つの電位を追跡できます。

スタビライザーの第1段の第1ノードに第1抵抗を導入し、基準電圧源と第2調整素子を制御する第2オペアンプを導入することで、第1段の第1ノードを維持することができます。スタビライザーのステージは、最初の抵抗の抵抗に対する基準基準電圧の比率に等しい入力定電流であり、スタビライザーの最初のステージの出力での電圧リップルを低減します。つまり、スタビライザーの第1ステージの第1ノードにある第1ツェナーダイオード。そこから、スタビライザーの第2ステージでオペアンプに電力が供給されます。

駆動素子の電流を安定させるためのユニットを備えたスタビライザーの第２段階の実装は、第１のノードの第１のツェナーダイオードの出力電圧のいくらかの変位によって引き起こされる出力電圧の脈動を排除することを可能にする。ネットワークの供給電圧の半分の電位を持つポイントに対するスタビライザーの第1段階。

図面の簡単な説明。

図1に、提案されたデバイスの電気回路図を示します。 このデバイスには、過電圧減衰ユニット2の2つの同一セクション1、2つのブリッジ整流器3と4、フィルター5、電圧安定器6、2つの調整要素が導入され、最初の調整要素はnチャネルMOSトランジスタ上に作成されます。枯渇型（またはｎチャネル電界効果トランジスタ）の７では、第２の調整素子がｐチャネル電界効果トランジスタ８上に作られ、第１の演算増幅器９および第２の演算増幅器１０が導入される。

コンデンサ１１と抵抗器１２からなる過電圧減衰ユニット２のセクション１は、一方の側でネットワークを接続するために端子１３および１４に接続され、他方の側でブリッジ整流器３および４の入力に接続される。 、およびコンデンサ１１は、第１のブリッジ整流器３の入力に接続され、抵抗器１２は、第２のブリッジ整流器４の入力に接続されている。

フィルタ５を通る第１のブリッジ整流器３の出力は、電圧安定器６の入力に従って、そして並列に接続される。

電圧安定器6は2段階で作られています。 電圧調整器６の第１段は、並列および並列に接続された第１のユニット１５および第２のユニット１６を備える。 第１のノード１５は、ツェナーダイオード１７と導入された第１の抵抗器１８との直列接続の形で作られている。導入された第２のノード１６は、ツェナーダイオード１９と抵抗器２０の直列接続の形で作られている。

第２のブリッジ整流器４の出力における第１および第２のワイヤにおいて、トランジスタ７および８は、第１のノード１５の電圧安定器６．１７および第２のノード１５の抵抗器２０の入力に従って、直列に接続される。スタビライザー６の第１段のノード１６、ならびに第１の整流器３の出力の第１のワイヤへのノード１６。

トランジスタ８のドレインは、第２の整流器４の出力で第２のワイヤに接続されている。トランジスタ８のソースは、第１のノード１５の抵抗器１８の共通接合点およびツェナーダイオードのアノードに接続されている。スタビライザー６の第１段の第２ノード１６内の１９、ならびに第１の整流器３の出力の第２のワイヤへの１９。

オペアンプ９の電源ピンはツェナーダイオード１７に接続され、等しい抵抗を有する抵抗器２１および２２を介した増幅器９の非反転入力は、ネットワークを接続するための端子１３および１４に接続され、等しい抵抗を有する導入された抵抗器２３および２４を介した増幅器９は、スタビライザー６の第１段の第１ノード１５のツェナーダイオード１７の端子に接続され、増幅器９の出力は、の制御ゲートに接続される。トランジスタ7。

オペアンプ１０の電源ピンはツェナーダイオード１９に接続され、増幅器１０の反転入力は、ツェナーダイオード２６および制限抵抗器２７（非増幅器１０の反転入力は、ツェナーダイオード１７のアノードの共通接合点に接続され、第１のノード１５の抵抗器１８は、スタビライザ６の第１段に接続され、増幅器１０の出力は、制御ゲートに接続される。トランジスタの8。

電圧安定器６の第２段は、直列電圧安定器の周知の回路に従って作られ、ツェナーダイオード２８上のマスター要素、トランジスタ３０上に作られたマスター要素の電流を安定化するためのユニット２９からなる。 、抵抗器３１、３２、３３およびダイオード３４、トランジスタ３５上のエミッタフォロワ。

スタビライザー６の第２段はまた、スタビライザー６の第１段の第１ノード１５内のツェナーダイオード１７によって電力が供給されるオペアンプ３６を含む。増幅器３６の非反転入力は、抵抗器２１および２２を介して接続される。ネットワークを接続するために端子１３および１４に等しい抵抗を有し、抵抗器３７および３８を介して出力端子３９および４０にそれぞれ接続された増幅器３６の反転入力で、オペアンプ３６の出力は出力端子３９に接続される。 。

さらに、トランジスタ７のドレインとソースとの間の最大電圧降下を制限するために、抵抗器４１が接続され、抵抗器４２がトランジスタ８のドレインとソースとの間に接続される。抵抗器４１および４２が選択される。等しい抵抗で。

デバイスの動作原理は次のとおりです。

主電源の入力電圧はデバイスの端子13と14に供給され、ノード2の両方のセクション1のコンデンサ11と抵抗12で減少して過剰電圧を消滅させ、第1および第2の全波整流器3と4で整流します。また、第１および第２の動作増幅器９および１０によってそれぞれ制御される第１および第２のトランジスタ７および８で減少し、その後、それらはフィルタ５によって平滑化され、２段スタビライザ６で安定化され、供給される出力端子39および40に接続します。

スタビライザー６の第１段は、並列に接続されたノード１５および１６を含み、ツェナーダイオード１７および１９は、等しい安定化電圧で選択され、抵抗器１８の抵抗は、抵抗器２０の抵抗よりも大幅に小さく選択される。したがって、スタビライザ6の第1ステージの第1ノード15の入力電流は、第2ノード16よりもはるかに高くなります。

スタビライザー６の第１段の第１ノード１５の入力電流は、第１および第２の整流器３、４の出力からの整流電流の合計に等しく、互いに９０°位相がずれている。 第２の整流器４の出力での電流に対する第１の整流器３の出力での位相シフトは、抵抗器１２の電流に対してコンデンサ１１の電流シフトのために形成される。第１の整流器３は、全波整流電流が流れ、その瞬時値はコンデンサ１１の抵抗に比例し、第２の整流器４の出力では、整流電流が流れ、その瞬時値は比例する。抵抗器１２の抵抗とトランジスタ７および８の変化する抵抗の合計になり、これらは制御されたバラスト抵抗の役割を果たす。

トランジスタ８の抵抗の変化は、原理に従って動作するオペアンプ１０によって制御される。 フィードバック..。 スタビライザー６の第１段の第１ノード１５の入力電流に比例する抵抗器１８の両端の電圧は、オペアンプ１０の非反転入力に供給され、基準電圧の基準値と比較される。オペアンプ１０の反転入力に供給されるツェナーダイオード２６上で、主電圧の瞬時値がオペアンプ１０の出力から変化すると、制御電圧がトランジスタ８のゲートに印加され、その抵抗が変化する。そのため、スタビライザー６の第１段の第１ノード１５の抵抗器１８の両端の電圧降下は、ツェナーダイオード２６によって設定された基準電圧に維持される。すなわち、入力主電源電圧の公称実効値で、電流スタビライザー６の第１段の第１ノード１５において、負荷を接続せずに抵抗器１８およびツェナーダイオード１７を通過することは、ツェナーダイオード２６の基準電圧の比に等しい一定値を有する傾向がある。抵抗器18の抵抗。したがって、一定に維持する スタビライザー６の第１段の第１ノード１５における入力電流の所与の値は、安定器６の第２段でオペアンプ３６に電力が供給されるツェナーダイオード１７の電圧リップルを低減することを可能にする。

トランジスタ８の抵抗の変化と同時に、トランジスタ７の抵抗が同期して変化し、トランジスタ７の抵抗の変化は、フィードバック原理に従って動作するオペアンプ９によって制御される。 主電源電圧の半分の分周器にある抵抗器21と22の共通接続点の電位を「人工ゼロ」点の電位と見なすと、トランジスタ7の抵抗の同期変化は次のようになります。トランジスタ８の抵抗の変化は、抵抗器２３および２４の共通の接続点の電位が、分周器内の等しい抵抗で、第１の段の第１のノード１５のツェナーダイオード１７の出力電圧であるときに保証される。スタビライザー6は、「人工ゼロ」ポイントの電位に等しくなります。

抵抗器２３および２４の共通接合点の電位は、オペアンプ９の反転入力に供給され、オペアンプ９の非反転入力における「人工ゼロ」点の電位と比較される。オペアンプ９の出力からの制御電圧は、トランジスタ７のゲートに供給され、その抵抗を変化させて、抵抗器２３および２４の共通接続点の電位が、 「人工ゼロ」。 したがって、「人工ゼロ」点に関して、スタビライザー６の第１段のツェナーダイオード１７の出力電圧の予備的な対称性が提供される。

スタビライザー６の第２段階では、フィードバック原理に従って、ツェナーダイオード１７によって電力を供給されるオペアンプ３６は、「人工ゼロ」に対して出力分圧器内の抵抗器３７および３８の中点の電位を固定する。 「入力主電源電圧の極性が逆になり、その他の不安定要因が発生するポイント。 さらに、ツェナーダイオード１７と２８のカソード間の電圧が変化するときにツェナーダイオード２８の電流の可能な変化に関連するスタビライザー６の出力電圧の依存性を排除するために、ユニット２９を使用して安定化する。トランジスタ３０のコレクタ電流がコレクタベース電圧に依存しない、要素３０、３１、３２、３３、３４を備えた電流ミラー回路に基づくツェナーダイオード２８内の電流。

抵抗器37と38が等しい場合、端子39と40のソースの出力電圧は「人工ゼロ」に関して対称になります。 抵抗器３７が短絡されると、端子３９の電位は「人工ゼロ」になる。

トランジスタ７のドレインとソースとの間の最大電圧降下を制限するために、抵抗器４１が接続され、抵抗器４２がトランジスタ８のドレインとソースとの間に接続される。抵抗器４１および４２は等しい抵抗で選択される。

ｐチャネル電界効果トランジスタ７は 低い電圧ブレークダウンすると、2番目の調整要素もpチャネルMOSトランジスタで作成できます。

図2は、基本の一部を示しています 電子回路オペアンプ１０によって制御される第２の調整要素としてｐチャネルＭＯＳトランジスタ４３を使用する。この場合、一体型電圧変換器４４が導入され、その入力端子はツェナーダイオード１９と並列に接続される。オペアンプ１０の電力出力は、それぞれ、ツェナーダイオード１９のカソードおよびコンバータ４４の出力に、出力電圧の負極性で接続されている。

産業上の利用可能性。

提案されたデバイスのプロトタイプのテストにより、その完全なパフォーマンス、問題の解決策、および産業上の利用可能性の可能性が確認されました。

請求

交流抵抗が等しい過電圧抑制ユニットの2つの同一セクションを含むトランスレス電圧コンバーター。過電圧抑制ユニットの各セクションは、直列接続された抵抗と、共通点によって対応するものに接続されたコンデンサーの形で作られています。電源を接続するための端子、両方のセクションのコンデンサの自由端子、および過電圧抑制ユニットの両方のセクションの抵抗器の自由端子は、それぞれ、第1および第2のブリッジ整流器の入力、第1の出力に接続されます。第２のブリッジ整流器は、それに応じて並列に接続され、フィルタを介して電圧安定器に接続され、電圧安定器は、ゼナーダイオード上の駆動要素の電流安定化ユニットと、第１から電力を供給される動作増幅器とで二段にされる。スタビライザーのステージでは、等しい抵抗の抵抗を介したアンプの非反転入力が、ソースを接続するための端子に接続されます。 電源、増幅器の反転入力は、抵抗を介して第１および第２の負荷を接続するための端子に接続され、第２の負荷を接続するための端子はまた、ドライバ電流安定化ユニットの出力端子に接続される。オペアンプは、第１の負荷を接続するための端子に接続され、第２のブリッジ整流器の出力が直列に接続され、第１および第２のワイヤにそれぞれ挿入された第１および第２の調整要素に従って、入力と接続される。 ２段電圧安定器の場合、第１の調整要素はｎチャネル電界効果トランジスタ上に作られ、第２の調整要素はｐチャネル電界効果トランジスタ上に作られ、安定器の第１段は以下からなる。第１のノードと第２のノードは、並列に接続され、第１のスタビライザユニットは、第１のツェナーダイオードと導入された第１の抵抗器との直列接続の形で作られ、導入された第２のスタビライザユニットは、 第２のツェナーダイオードと第２の抵抗器の直列接続、およびスタビライザーの第１段の第１のノードの第１のツェナーダイオードと第２のノードの第２の抵抗器のカソードの共通接合点がソースに接続される。同じく第１のブリッジ整流器の出力で第１のワイヤに接続された第１のｎチャネル電界効果トランジスタの、第１のノードの第１の抵抗器の接続点および第２のノードの第２のツェナーダイオードのアノードを共通にするスタビライザーの第1ステージのは、第2のpチャネル電界効果トランジスタのソースに接続され、第1のブリッジ整流器の出力で第2のワイヤに接続され、第1のnチャネルのドレインと第２のｐチャネル電界効果トランジスタは、第２のブリッジ整流器の出力でそれぞれ第１および第２のワイヤに接続され、第１のｎチャネル電界効果トランジスタの制御ゲートは、導入された第１の動作増幅器の出力に接続される。 、そのパワーリード、および2番目の動作アンプのパワーリード スタビライザーアップエンは、スタビライザーの第1段の第1ノードの第1ゼナーダイオードの端子に接続され、等しい抵抗を持つ挿入された第3および第4抵抗器を介した第1増幅器の反転入力は、第1ゼナーの端子に接続されます。スタビライザーの第1ステージの第1ノードにあるダイオードの場合、第1アンプの非反転入力は、スタビライザーの第2ステージの動作アンプの非反転入力に接続されます。電源を接続するための端子への抵抗、第２のｐチャネル電界効果トランジスタの制御ゲートは、導入された第２の動作増幅器の出力に接続され、その電源端子は、第２のゼナーダイオードの端子に接続される。スタビライザーの第１段の第２ノードでは、第２増幅器の非反転入力は、第１のゼナーダイオードのアノードの共通接合点と、第１段の第１段の第１ノードの第１の抵抗器とに接続される。スタビライザー、2番目のアンプの反転入力は導入されたの出力に接続されています 基準電圧源について。