FCM signál v radaru. Pulsy manipulované s fázovým kódem (PCM). Optimální filtr pro „nebílý“ šum

V současné době zůstávají relevantní v radaru je úkolem rozlišení a v systémech přenosu informací je úkolem rozlišovat signály.

K vyřešení těchto problémů lze použít signály FCM kódované soubory ortogonálních funkcí, které, jak je známo, mají nulovou vzájemnou korelaci.

K rozlišení signálů v radaru můžete použít shlukový signál, jehož každý puls je zakódován jedním z řádků ortogonální matice, například Vilenkin-Chrestensonova nebo Walsh-Hadamardova matice. Tyto signály mají dobré korelační charakteristiky, což umožňuje jejich použití pro výše uvedené úlohy. K rozlišení mezi signály v systémech přenosu dat můžete použít stejný signál s pracovním cyklem rovným jedné.

Vilenkin-Chrestensonovu matrici lze použít k vytvoření polyfáze ( p-fáze) FCM signál a Walsh-Hadamardova matice, jako speciální případ Vilenkin-Chrestensonovy matice pro počet fází rovný dvěma, pro vytvoření dvoufázového signálu.

Je známo, že polyfázové signály mají vysokou odolnost proti šumu, strukturální utajení a relativně nízkou úroveň postranních laloků autokorelační funkce. Ke zpracování takových signálů je však nutné vynaložit větší počet operací algebraického sčítání a násobení kvůli přítomnosti reálných a imaginárních částí vzorků signálu, což vede k prodloužení doby zpracování.

Problémy s diskriminací a rozlišením mohou být zhoršeny a priori neznámým Dopplerovým posunem nosné frekvence v důsledku relativního pohybu zdroje a účastníka nebo radaru a cíle, což také komplikuje zpracování signálu v reálném čase kvůli přítomnosti dalších dopplerovských zpracovatelských kanálů. .

Pro zpracování výše uvedených signálů s dopplerovským frekvenčním sčítáním se navrhuje použít zařízení, které se skládá ze vstupního registru, diskrétního převodního procesoru, jednotky křížového propojení a sady identických jednotek pro generování signálu ACF, které jsou postupně připojené posuvné registry.

Pokud vezmeme ortogonální Vilenkin-Chrestensonovu matici jako základní matici pro zpracování polyfázového burst signálu, pak se diskrétní transformace změní na diskrétní Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaci.

Protože Protože Vilenkin-Chrestensonovu matici lze faktorizovat pomocí Goodeova algoritmu, lze diskrétní Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaci zredukovat na rychlou Vilenkin-Chrestenson-Fourierovu transformaci.

Vezmeme-li jako základní matici ortogonální Walsh-Hadamardovu matici - speciální případ Vilenkin-Chrestensonovy matice pro zpracování bifázického burst signálu, pak se diskrétní transformace změní na diskrétní Walsh-Fourierovu transformaci, kterou lze faktorizací redukovat. k rychlé Walsh-Fourierově transformaci.

FCM puls je obdélníkový rádiový puls s vnitřním fázovým kódovým klíčováním (oscilací nosné) vysokofrekvenčního plnění.

Manipulace je stejná jako modulace, když se parametry změní náhle.

Puls FCM je soubor sousedních obdélníkových rádiových pulzů se stejnou dobou trvání T, stejnou amplitudou a stejnou frekvencí plnění.

Počáteční HF fáze plnění těchto pulzů může nabývat pouze dvou hodnot: buď 0 nebo π. Střídání těchto hodnot z pulzu na pulz se řídí specifickým kódem.

Výběr kódu se provádí na základě podmínky získání nejlepšího ACF signálu.

Uvažujme příklad FCM pulzu s objemem n elementárních signálů, kde je manipulace s fází prováděna Barkerovým kódem.

Šířka spektra FCM pulzu je určena délkou trvání elementárního pulzu T a

FCM je komplexní signál. Jeho báze je určena počtem impulsů n (n>>1).

Pojďme syntetizovat lineární filtr přizpůsobený FCM pulzu podle požadované pulzní odezvy.

Impulzní odezva je zrcadlovým obrazem vstupního signálu.

Podmíněný obrázek g (t):

Jak vidíme, impulsní odezva syntetizovaného optimálního filtru je také FCM impuls, jehož kód je zrcadlovým obrazem kódu signálu, proto odezva našeho filtru na δ-impuls bude n sousedních obdélníkových rádiových impulsů stejné doby trvání, amplitudy a frekvence.

Počáteční fáze RF plnicích pulzů se mění pulz od pulzu v souladu se zrcadlovým kódem.

Test ukázal, že náš filtr je pro tento signál optimální.

Nalezneme odezvu výsledného optimálního filtru na daný FCM impuls. Je známo, že odezva optimálního filtru sleduje tvar ACF pulzu FCM

Konvenční obraz FCM pulzu

Podmíněný obraz odezvy sčítačky (signál na výstupu sčítačky).

Výstup sčítačky také produkuje sedm obdélníkových rádiových impulsů, které jsou od sebe vzdáleny intervalem T a. Doba trvání těchto impulsů je stejná a rovná se T i.

Jejich frekvence plnění je stejná. Počáteční fáze plnění centrálního pulzu je 0 a pro všechny ostatní π. Amplituda centrálního pulzu je sedmkrát větší než amplituda všech ostatních pulzů.

Závěr: signál na výstupu optimálního filtru, přizpůsobený pulzu PCM, představuje n sousedních trojúhelníkových rádiových pulzů stejné doby trvání 2T a se stejnou plnicí frekvencí a stejnou počáteční fází a amplitudou centrálního pulzu (hlavní lalok) je sedmkrát vyšší než u jiných pulzů (boční laloky).

Ukazuje se, že v optimálním filtru se klíčování fázového kódu transformuje na klíčování amplitudy.

Jak vidíte, jeden FCM pulz se změnil na sedm trojúhelníkových pulzů: jeden centrální a šest bočních.

Není možné úplně odstranit boční laloky, takové kódy neexistují. Barkerův kód je nejlepší ze všech kódů z hlediska poměru amplitudy postranního laloku k centrálnímu laloku.

Bohužel délka čárového kódu nemůže být větší než 13.

Pro získání velké signálové báze se široce používají kódy maximální délky sekvence (M-sekvence).

Počítáme-li dobu trvání výstupního signálu optimálního filtru na úrovni 0,5 od maxima, pak vyjde, že tato doba trvání je rovna T a = T s /n (n-základ), proto optimální filtr komprimuje vstupní signál v čase, kolikrát se rovná základně.

Účinek komprese komplexního signálu v optimálním filtru umožňuje jeho zvýšení o tolikrát, kolik je základ signálu, časové rozlišení signálů.

Časové rozlišení znamená schopnost odděleně pozorovat dva signály posunuté vůči sobě po určitou dobu.

Na vstupu optimálního filtru lze samostatně pozorovat signály, pokud jsou vůči sobě posunuty o více než T s.

Po optimálním filtru lze signály pozorovat samostatně, pokud jsou vůči sobě posunuty o více než T a.

Výhoda komplexních signálů:

1) Při optimální filtraci je dosaženo zisku v poměru signálu k šumu rovného základu. To znamená, že komunikační systém může pracovat s nízkým odstupem signálu od šumu na vstupu. To dává:

Můžete přijímat signál z dálky (z vesmíru);

Můžete provádět tajnou komunikaci.

2) Pomocí komplexních signálů, například FCM, je možné implementovat kódové dělení komunikačních kanálů.

3) Díky komplexním signálům je možné řešit letité problémy komunikace a lokalizace, např. je známo, že pro zvětšení dosahu komunikace je nutné zvýšit energii přenášeného signálu. Při práci s pravoúhlým rádiovým impulsem je energie určena amplitudou impulsu a dobou trvání signálu. Amplitudu vysílaného pulzu nelze zvyšovat donekonečna, proto se prodlužuje doba trvání pulzu. Prodlužování doby trvání signálu však zhoršuje časové rozlišení signálu.

Použití komplexních signálů umožňuje oddělit tyto veličiny: energie závisí na době trvání signálu Ts a rozlišovací schopnost signálu závisí na hodnotě signálové báze n = T s / Tu.

Oddíl 6.

Širokopásmové signály také zahrnují signály s intrapulzní lineární modulační frekvencí (chirp). Může být předložen ve formě

kde φ(t) je celková fáze.

Frekvence uvnitř pulzu se mění podle následujícího zákona

,

kde Δf je frekvenční odchylka.

Celková fáze v čase t se získá integrací frekvence:

Celková fáze signálu se tedy mění podle kvadratického zákona. S přihlédnutím k plné fázi cvrlikání může být signál zapsán v následující podobě

Signální základna . Vzhled signálu cvrlikání je znázorněn na obr. 4.179.

Optimální zpracování signálu cvrlikání vyžaduje přítomnost přizpůsobeného filtru s charakteristikou zrcadlenou vzhledem k signálu. Mezi analogovými filtry se jedná o disperzní zpožďovací linku, jejíž doba zpoždění závisí na frekvenci.

Zjednodušené schéma přizpůsobeného filtru pro signál cvrlikání je znázorněno na obr. 4.180.

Pomocí vzorce najdeme spektrum signálu na výstupu přizpůsobeného filtru

kde K(jω) je přenosová funkce přizpůsobeného filtru;

S(jω) – spektrum externího signálu cvrlikání.

Vzhled spektra S(jω) je znázorněn na obr. 4.181

kde je okamžik, kdy se objeví maximální výstupní signál;

K je konstanta.

Pokud modul spektrální hustoty necháme rovný konstantní hodnotě, dostaneme

kde B je amplituda spektrálních složek.

V souladu s Parsevalovou větou

Signál najdeme na výstupu přizpůsobeného filtru v časové oblasti pomocí Fourierovy transformace spektrální roviny

Dostaneme integraci přes kladné frekvence a izolaci aktivní části

Výstupní impuls se tak stal K krát užším než vstupní impuls a jeho amplituda se faktorem zvýšila.

Vzhled pulsu je znázorněn na obr. 4.172

Šířka hlavního laloku na nulách je 2/Δf a na úrovni 0,64-1/Δf. Kompresní poměr na této úrovni bude roven

Diagram nejistoty signálu cvrlikání je znázorněn na obr. 4.183.

Při obsazeném frekvenčním pásmu je chirp nejlepší signál pro časové rozlišení.

Mechanismus komprese signálu v optimálním filtru lze vysvětlit následovně. Optimální filtr zpozdí spektrální složky po určitou dobu:

(4.104)

kde je průměrná frekvence;

Frekvenční odchylka;

Doba trvání pulsu;

Čas k dosažení maxima komprimovaného pulzu.

Závislost doby zpoždění na frekvenci (4.104) je na obr. 4.184. Doba zpoždění je lineárně klesající funkcí frekvence. Závislost doby zpoždění na frekvenci se nazývá disperze.

V čase t je okamžitá frekvence signálu na vstupu filtru rovna . Rozkmit této frekvence dorazí na výstup filtru se zpožděním , tzn. v tuto chvíli. Pojďme definovat tento okamžik:

V důsledku toho jsou všechny spektrální složky signálu (bez ohledu na jejich frekvenci) ve filtru zpožděny o takovou dobu, že na jeho výstup dorazí současně v čase . V důsledku aritmetického sčítání se vytvoří špičkový signálový ráz (obr. 4.185).

Tvar komprimovaného rádiového impulsu v nepřítomnosti frekvenčního nesouladu je určen amplitudově-frekvenčním spektrem vstupního signálu. Fázově-frekvenční spektrum je v tomto případě kompenzováno fázově-frekvenční odezvou filtru a neovlivňuje tvar vstupního signálu. Hlavním důvodem je kompenzace fázově-frekvenčního spektra signálu

komprese času, vedoucí ke koordinované superpozici harmonických složek.

FCM zpracování signálu

Signál ovládaný fázovým kódem je pulzní signál rozdělený na paralelní pulzy, z nichž každý má svou vlastní počáteční fázi (obr. 4.186)

Pro takový signál vztah platí

kde N je počet dílčích impulsů v signálu;

Δf – šířka spektra signálu.

Fázové kódy jsou obvykle binární, ale mohou být složitější. FCM signál může být reprezentován jako sled koherentních pulzů. Pro takový paket je optimální detektor znázorněn na obr. 4.187

Vlastnosti schématu jsou následující:

· Zpoždění mezi odbočkami sousedních linek, zpoždění se musí rovnat délce trvání dílčího impulsu τ 1 ;

· Některé odbočky zpožďovací linky musí obsahovat fázové posuvníky, které poskytují součet signálů v běžném režimu.

Blokové schéma optimálního detektoru PCM signálu je na obr. 4.188

Diagram ukazuje: PV – fázové měniče; SF – přizpůsobený filtr. Obrázky 4.189 a 4.190 ukazují obvody optimálního detektoru a napěťové diagramy pro signál sestávající ze tří dílčích impulsů.

Jedním z hlavních parametrů charakterizujících radarový systém je koeficient rozlišitelnosti, který je definován jako poměr minimálního výkonu signálu na vstupu přijímače P min k výkonu šumu.

Výkon detekce závisí na energii signálu

MDT 621.396.96:621.391.26

Metoda pro zvýšení účinnosti radaru pro detekci osob za opticky neprůhlednými překážkami

O. V. Sytnik I. A. Vjazmitinov, E. I. Miroshničenko, Yu. A. Kopylov

Ústav radiofyziky a elektroniky pojmenovaný po. A. Ya. Usikova NAS z Ukrajiny

Jsou zvažovány možnosti snížení úrovně postranních laloků autokorelační funkce FCM sondovacích signálů a problémy jejich praktické implementace v zařízení. Byla navržena optimální fázově amplitudová intrapulzní modulace, která umožňuje zmenšit postranní laloky a zároveň zvýšit rychlost opakování sondážních zpráv. Jsou studovány faktory ovlivňující charakteristiky takových signálů a navrženo kritérium pro jejich proveditelnost v zařízení.

Úvod.

Algoritmy zpracování signálu v radaru s kvazi-kontinuálním snímacím signálem určené k detekci objektů skrytých za opticky neprůhlednými překážkami jsou obvykle postaveny na principu optimálního korelačního zpracování nebo přizpůsobené filtrace [ – ].

Snímací signály pro takové radary jsou vybírány na základě požadavku na zajištění potřebného rozlišení a odolnosti proti šumu. V tomto případě se snaží, aby funkce nejistoty signálu měla tvar tužky v odpovídající rovině s minimální úrovní postranních laloků. K tomu se používají různé komplexní typy modulace [, ,]. Nejběžnější z nich jsou: frekvenčně modulované signály; vícefrekvenční signály; signály s klíčem fázového posunu; signály s kódovou fázovou modulací; diskrétní frekvenční signály nebo signály s kódovou frekvenční modulací; kompozitní signály s kódovou frekvenční modulací a řadou signálů, které jsou kombinací několika typů modulace. Čím užší je hlavní vrchol funkce nejistoty signálu a čím nižší je úroveň jeho postranních laloků, tím vyšší je rozlišení a odolnost radaru proti šumu. Pojem „šumová imunita“ v této práci znamená odolnost radaru vůči rušení způsobenému odrazy snímacího signálu od objektů, které nejsou cíli a nacházejí se mimo analyzovaný záblesk (frekvence, čas). Takové signály se v literatuře nazývají signály s dlouhou základní linií nebo ultraširokopásmové (UWB) signály.

Jednou z odrůd UWB signálů jsou signály s fázovým klíčem, které představují kódovanou sekvenci rádiových pulsů, jejichž počáteční fáze se mění podle daného zákona. Kódové sekvence maximální délky popř M-sekvence mají pro radar velmi důležité vlastnosti:

· M-sekvence jsou periodické s periodou , kde je počet elementárních pulzů v sekvenci; − trvání elementárního pulzu;

· Úroveň postranních laloků funkce nejistoty pro periodickou sekvenci je − a pro jednu sekvenci impulsů − ;

· Pulzy v jedné periodě sekvence, lišící se fázemi, frekvencemi, trváními, jsou distribuovány se stejnou pravděpodobností, což dává důvody považovat tyto signály za pseudonáhodné;

· Formace M-sekvence se provádějí zcela jednoduše na posuvných registrech a počet bitů registru je určen délkou jedné periody sekvence - ze vztahu.

Cílem této práce je prostudovat možnosti snížení úrovně postranních laloků funkce neurčitosti modulovaných signálů M-sekvence.

Formulace problému.

Obrázek 1 ukazuje fragment modulační funkce tvořený periodickou sekvencí (zde jsou dvě periody M-sekvence s ).

Úsek podél časové osy funkce nejistoty rádiového signálu modulovaného takovými M-sekvence je znázorněna na obr.2. Úroveň bočního laloku, jak předpovídá teorie, je 1/7 nebo mínus 8,5 dB.

Zvažme možnost minimalizace postranních laloků funkce neurčitosti signálu FCM. Označme symbolem M-sekvence, doba trvání jedné periody se rovná . V diskrétním čase, za předpokladu, že , může být algoritmus pro výpočet prvků posloupnosti zapsán v následujícím tvaru:

(1)

Rádiový signál vysílaný lokátorem je produktem nosného harmonického signálu

, (2)

Kde − vektor parametrů pro modulační funkci (1) -

. (3)

Výkon signálu je distribuován mezi postranní laloky funkce nejistoty -

(4)

a hlavní okvětní lístek -

, (5)

kde symbol *− označuje operaci komplexní konjugace a limity integrace v časové a frekvenční oblasti jsou určeny odpovídajícím typem modulace signálu.

přístup

(6)

lze považovat za objektivní funkci parametrického optimalizačního problému.

Algoritmus pro řešení problému.

Řešením optimalizačního problému (6) je odhadnout parametr -

, (7)

kde je doména definice vektoru.

Tradičním způsobem výpočtu odhadu (7) je řešení soustavy rovnic -

. (8)

Analytické řešení (8) se ukazuje jako poměrně pracné, proto použijeme postup numerické minimalizace založený na Newtonově metodě.

, (9)

kde je veličina, která určuje délku kroku procedury hledání extrému účelové funkce.

Jedním ze způsobů, jak vypočítat délku kroku, je vypočítat:

. (10)

V nejjednodušším případě, kdy je vektor složen z jednoho parametru, například nebo , je snímací signál generován relativně jednoduše. Zejména při optimalizaci účelové funkce parametrem je signál generován v souladu se vztahem

. (11)

Na Obr. Obrázek 3 ukazuje fragment modulu autokorelační funkce signálu (11) v , který odpovídá rádiovému signálu PCM bez intrapulzní fázové modulace.

Úroveň bočního laloku této funkce odpovídá teoretickému limitu rovnému , kde . Na Obr. Obrázek 4 ukazuje fragment modulu autokorelační funkce signálu (11) s parametrem získaným optimalizací funkce (). Úroveň bočního laloku je mínus 150 dB. Stejného výsledku se dosáhne s amplitudovou modulací M-sekvence. Na Obr. Obrázek 5 ukazuje výskyt takového signálu při optimální hodnotě.

Rýže. 5. Fragment amplitudově modulovaného signálu FCM

Snímací signál je generován v souladu s algoritmem

. (12)

Současná amplitudově-fázová modulace vede k poklesu postranního laloku o další řád. Nulovou úroveň postranního laloku není možné dosáhnout kvůli nevyhnutelným chybám ve výpočtu opakujícího se postupu pro minimalizaci účelové funkce (), které neumožňují zjistit skutečnou hodnotu parametru, ale pouze jeho určité okolí. - Na Obr. Obrázek 6 ukazuje závislost hodnot optimálních fázových modulačních koeficientů na parametru, který určuje délku sekvence.

Rýže. 6. Závislost optimálního fázového posunu na délce M- sekvence

Z Obr. 6 je vidět, že s rostoucí délkou sekvence se hodnota optimálního fázového posunu asymptoticky blíží k nule a lze předpokládat, že optimální signál s intrapulzní fázovou modulací se prakticky neliší od běžného PCM signálu. Výzkum ukazuje, že jak se délka modulační periody PSP zvyšuje, relativní citlivost na zkreslení signálu se snižuje.

Analytickým kritériem pro volbu délky limitní sekvence může být následující vztah

, (13)

kde je číslo, které určuje možnost technické realizace signálu s intrapulzní modulací v zařízení.

Posouzení proveditelnosti zkomplikování signálu.

Nevyhnutelná komplikace signálu s poklesem postranních laloků autokorelační funkce výrazně zpřísňuje požadavky na generační zařízení a cesty přenosu a příjmu signálu. Pokud tedy dojde k chybě v nastavení násobiče fáze na tisícinu radiánu, úroveň postranního laloku se zvýší z minus 150 dB na minus 36 dB. Při amplitudové modulaci chyba vzhledem k optimální hodnotě koeficientu A jedna tisícina vede ke zvýšení postranního laloku z minus 150 dB na minus 43 dB. Pokud jsou chyby v nastavení parametrů 0,1 od optimálních, které lze do zařízení implementovat, pak se boční lalok funkce nejistoty zvýší na mínus 15 dB, což je o 7 - 7,5 dB lepší než při absenci přídavných fázová a amplitudová modulace.

Na druhou stranu lze postranní lalok funkce nejistoty snížit, aniž by se signál zkomplikoval zvýšením . Takže na úrovni bočního laloku bude přibližně minus 15 dB. Je třeba poznamenat, že běžné (tj. bez dodatečné modulace AM-FM) PCM signály jsou citlivé na chyby, které vznikají při jejich vytváření. Proto ta délka M-sekvence ve skutečných radarových zařízeních je také nepraktické zvyšovat donekonečna.

Uvažujme vliv chyb, které se vyskytují v zařízeních při vytváření, vysílání, příjmu a zpracování FCM rádiových signálů na jejich vlastnosti.

Posouzení vlivu chyb při vzniku FCM signálu na jeho vlastnosti.

Celý soubor faktorů ovlivňujících charakteristiku signálu lze rozdělit do dvou skupin: fluktuační a deterministické.

Fluktuační faktory zahrnují: fázově-frekvenční nestability referenčních oscilátorů; zvuky různého druhu; signály unikající z vysílače přímo na vstup přijímače a po korelačním zpracování s referenčním signálem tvoří procesy podobné šumu a další faktory.

Mezi deterministické faktory patří: nedostatečné širokopásmové připojení formovacích obvodů; asymetrie modulační funkce; nekoherence modulační funkce a kmitání nosné; rozdíl ve tvaru referenčních a snímacích signálů atd.

Obecněji řečeno, analytický výraz pro signál modulovaný pseudonáhodně M- sekvence, reprezentovat ji ve tvaru

, (14)

Kde ; - konstantní amplituda; nebo p- fáze signálu; N=2k-1; k-celé číslo; -doba trvání elementárního impulsu tvořícího sekvenci.

Jeho dvourozměrná korelační funkce je zapsána jako:

(15)

na , , a jeho normalizované spektrum je znázorněno na obr. 7. Zde je pro názornost znázorněn fragment frekvenční osy, kde jsou soustředěny hlavní složky spektra signálu. Charakteristickým znakem takového signálu, jak je patrné z obr. 7, je snížená úroveň kmitání nemodulované nosné, která v ideálním případě směřuje k nule.

Obr.7. Normalizované spektrum signálu

Široké spektrální pásmo a absence periodických nemodulovaných oscilací umožňuje implementovat algoritmy pro detekci a identifikaci objektů v lokalizačních systémech, jako je , s užitečným signálem zeslabeným v překážkách o 40-50 dB a úrovněmi korelovaného rušení převyšujícími signál o 50- 70 dB.

Rýže. 8. Spektrální hustota zkresleného signálu

V případě, kdy jsou zkreslení signálu specifikována deterministickými funkcemi v souřadnicích Dopplerův posun - zpoždění, je výhodnější zohlednit jejich vliv na parametry autokorelační funkce signálu např. ve formě následující chyby: funkcí.

Tedy pro fázově klíčovaný pseudonáhodný signál s N=15, závislost úrovně reziduálního bočního laloku autokorelační funkce na šířce pásma tvořících obvodů a rádiové cestě je na Obr. 9.

Obr.9. Závislost úrovně postranního laloku ACF na šířce pásma

přenos tvářecí dráhy pro k=4

Zde je na svislé ose uvedena hodnota, která určuje maximální dosažitelnou úroveň postranního laloku autokorelační funkce - signálu modulovaného pseudonáhodným M- sled a podél osy x - vyjádřený v procentech poměr šířky pásma formovacího obvodu k maximální hodnotě frekvence efektivního spektra signálu. Tečky na grafu ukazují hodnoty úrovně bočního laloku ACF získané z numerické simulace hardwarových efektů. Jak je patrné z obr. 9, při absenci frekvenčních zkreslení v rádiových trasách úroveň postranního laloku signálu ACF modulovaného fází periodického PSP s periodou N, je – 1/ N. To odpovídá známé teoretické hranici. Při omezení spektra modulovaného signálu se úroveň bočního laloku zvýší a při 50% omezení dosáhne úrovně, která odpovídá neperiodické autokorelační funkci. Další omezení spektra rádiového signálu vede k téměř úplnému kolapsu ACF a v důsledku toho k nemožnosti využít signál pro praktické účely.

Zkreslení spektra signálu vysílaného lokátorem a referenční oscilace přicházející do korelátoru v důsledku asymetrie mezi kladnými a zápornými hladinami a trvání modulačních oscilací vedou k výraznému zvýšení rušení v oblasti strany. laloky ACF a zhoršení prostorového rozlišení a detekční charakteristiky lokátoru. Závislost úrovně bočního laloku na koeficientu asymetrie je na obr. 10. Obr

Koeficient asymetrie byl stanoven jako

, (16)

kde je doba trvání tvorby nezkresleného elementárního pulzu M- subsekvence; indexy „+“ a „-“ znamenají dobu trvání kladného a záporného elementárního pulzu s asymetrickými zkresleními.

Obr. 10 Závislost úrovně bočního laloku ACF na velikosti asymetrických zkreslení signálu pro k=4.

Závěr.

Volba signálu a míra složitosti jeho modulační funkce je dána především povahou úkolů, pro které je radar určen. Použití poměrně složitého FCM signálu s intrapulzní modulací vyžaduje vytvoření přesného zařízení, které nevyhnutelně povede k výraznému zvýšení ceny konstrukce, ale zároveň umožní vytvořit univerzální jednotky, které lze použít jak v radarech pro záchranáře, tak v radarech pro detekci rychle letících letadel.cíle. Tato možnost vzniká proto, že vlastnosti komplexního signálu s krátkou délkou sekvence, tzn. vysoká opakovací frekvence vysílání, vám umožní mít potřebné rozlišení a odolnost proti šumu se schopností měřit Dopplerovy frekvence v širším rozsahu. Konstrukce radarových systémů se spojitým vyzařováním a pseudonáhodnou fázovou modulací nosné vlny navíc vyžaduje podrobnou analýzu a zvážení všech faktorů, které způsobují zkreslení signálu jak ve vysílací, tak přijímací cestě lokátoru. Zohlednění zkreslujících faktorů přichází na řešení inženýrských problémů pro zajištění dostatečného širokopásmového připojení, stability elektrických parametrů a stability charakteristik tvarovacích drah. V tomto případě musí být signály radarové sondy koherentní s modulačními a pomocnými signály. V opačném případě jsou zapotřebí technická řešení, která by minimalizovala rozdílové zkreslení mezi vyzařovanými a referenčními kmity. Jedním z možných způsobů realizace takových technických řešení je zavedení symetrického omezení amplitudy signálů ve výstupních stupních vysílače a na vstupu korelátoru přijímače. V tomto případě, ačkoli je část energie signálu ztracena, je možné vytvořit ACF modulovaného signálu s přijatelnými parametry. Taková technická řešení jsou přijatelná u přenosných radarů, kde hrají rozhodující roli cena a rozměry systému.

Za nejperspektivnější je v současnosti z pohledu autorů považována konstrukce zařízení pro generování a zpracování rádiových signálů složité struktury pro radarová zařízení, založených na vysokorychlostních signálových procesorech pracujících na hodinových frekvencích několika gigahertzů. Strukturální schéma radaru s tímto přístupem se stává extrémně jednoduchým. Jedná se o lineární výkonový zesilovač, nízkošumový lineární zesilovač přijímače a procesor s periferními zařízeními. Toto schéma umožňuje nejen téměř kompletně realizovat vlastnosti signálů, které jsou vlastní jejich jemné struktuře, ale také vytvářet technologicky snadno nastavitelné radarové systémy, jejichž zpracování informací je založeno na optimálních algoritmech.

Literatura

1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. Dvoupoundový radar // RCA Eng.- 1967. č. 2; S.52-54.

2. Dopplerův radar pro průzkum na zemi. Ser. Tech. inteligence znamená služby cap. Stát // VINITI. – 1997. – č. 10. – S. 46-47.

3. Nordwall Bruce D.Ultraširokopásmový radar detekuje zakopané miny // Aviat. Týden a vesmírná technologie- 1997. č. 13.-P. 63-64.

4. Sytnik O.V., Vjazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. Vlastnosti vývoje radarů pro detekci osob pod překážkami // Telekomunikace a radiotechnika.¾ 2004. ¾. Odhad vlivu chyb implementace na charakteristiky pseudonáhodného radarového signálu // Telekomunikace a radiotechnika.¾ 2003. ¾ Vol.60, č. 1&2. ¾ S. 132–140.

9. Příručka radaru / Ed. M. Školník. Za. z angličtiny Ed. K. N. Trofimová. , M.: Sov. rozhlas, 1978, sv.3. 528s.

FCM je rozdělení původního rádiového impulsu na n částí stejné doby trvání a ve vzájemném kontaktu. v tomto případě mohou být sousední části posunuty ve fázi. Nejpoužívanějším systémem je protifázový systém, u kterého je offset 0 resp.

Příklad RI s FCM:

Rýže. Kód 00010

RI přijímač s FCM.

Rýže. Strukturální schéma.

LZ – zpožďovací linka, PV – fázový posuvník, RI – rádiový impuls.

Hlavním rysem uvažovaného přijímače je, že střední část výstupního rádiového impulzu je nkrát (n=5) kratší než doba trvání vstupního rádiového impulzu. Proto se RF s FCM, stejně jako RF s RFM, používají k rozlišení mezi blízko umístěnými cíli.

Uvažujme následující otázku: jaké kódy umožňují vytvořit přijímač, ve kterém má centrální rádiový puls amplitudu nkrát větší než amplitudu vedlejších rádiových pulsů (protože pouze v tomto případě lze hovořit o zúžení sondování rádiový impuls nkrát na vstupu rádiového přijímače).

RF s FCM s touto vlastností mají kódy, které jsou volány Barkerovy kódy. Kolik Barkerových kódů je známo? Dnes jsou známy kódy s čísly do n = 13:

	Barkerovy kódy

Sami nakreslete blokové schéma pro n=7.

Generování RF s FCM.

Vliv pasivní interference na detekci radarového signálu.

Pasivní interference je interference, ke které dochází v důsledku odrazu snímacích signálů od objektů, které nejsou cíli. Může být přírodního (oblaka, sníh) nebo umělého původu (maskovací reflektory).

Fyzickým předpokladem pro oddělení signálů odražených od rychle se pohybujícího cíle (letadla) a pomalu se pohybující překážky (mraků) je Dopplerův posun signálu. Například: km/h -Hz, km/h -Hz (offset vzhledem k frekvenci).

Optimální filtr pro „nebílý“ šum.

Nechť je výkonová spektrální hustota nebílého šumu nebo interference charakterizována závislostí . Použijeme transformaci této závislosti na závislost, která již nemá frekvenční závislost, tedy stejnou jako bílý šum. Takový převodník se nazývá bělící filtr. Frekvenční charakteristika takového filtru budiž. Pak to musí být. Tato volba je určena výrazem pro celkový výkon šumu. Výraz integrandu tedy nebude záviset na frekvenci, na rozdíl od bílého šumu. Skutečné limity integrace jsou konečné. Výsledkem je, že spektrum vyběleného šumu může být následně transformováno stejným způsobem jako v případě bílého šumu, to znamená, že lze použít dříve vyvinuté OF.

Blokové schéma optimálního přijímače pasivního rušení bude vypadat takto:

Převodový poměr celého zařízení bude

Výraz pro frekvenční zisk optimálního filtru pro „nebílé“ rušení.

Ve speciálním případě použití bílého šumu.

Grafická analýza koeficientu přenosu.

Rýže.

Optimální přijímač rádiových impulsů.

Spektrum periodické sekvence rádiových impulsů je lineární s charakteristickými parametry znázorněnými na obrázku.

Rýže. Spektrum pro nekonečnou sekvenci ().

Pokud sekvence obsahuje m impulsů a m > 1, pak se každý řádek spektra rozšiřuje.

Vlivem Dopplerova jevu je spektrum rušení posunuto vzhledem ke spektru signálu z cíle, takže frekvenční složky jednoho spektra se budou nacházet v intervalu mezi frekvenčními složkami druhého spektra (viz obrázek) .

Rýže.

Z obrázku vyplývá, že rušení lze odstranit pomocí vícepásmového filtru, ve kterém jsou propustná pásma umístěna stejně jako cílová pásma spektra a absorpční pásma jsou umístěna jako pásma rušivého spektra. Takový filtr se nazývá hřebenový filtr (CRF).